使用ADF4111頻率合成器和VCO190-902T壓控振蕩器的實用PLL電路

作者：Mike Curtin and Paul O‘Brien

鎖相環(huán)基礎(chǔ)知識

鎖相環(huán)是一種反饋系統(tǒng)，結(jié)合了壓控振蕩器和相位比較器，其連接方式使振蕩器頻率（或相位）精確跟蹤施加的頻率或相位調(diào)制信號的頻率（或相位）。例如，鎖相環(huán)可用于從固定的低頻信號生成穩(wěn)定的輸出頻率信號。第一個鎖相環(huán)是在1930年代早期由法國工程師de Bellescize實施的。然而，直到 1960 年代中期集成 PLL 作為相對低成本的組件提供時，它們才在市場上得到廣泛接受。

鎖相環(huán)通?？梢宰鳛榫哂姓蛟鲆骓椇头答來椀呢?fù)反饋系統(tǒng)進(jìn)行分析。

基于電壓的負(fù)反饋系統(tǒng)的簡單框圖如圖1所示。

圖1.標(biāo)準(zhǔn)負(fù)反饋控制系統(tǒng)模型。

在鎖相環(huán)中，來自相位比較器的誤差信號是輸入頻率或相位與反饋信號之間的差值。系統(tǒng)將強制頻率或相位誤差信號在穩(wěn)態(tài)下歸零。負(fù)反饋系統(tǒng)的常用公式適用。

正向增益 = G（s）， [s = jw = j2pf]

環(huán)路增益 = G（s） ' H（s）

閉環(huán)增益 = G（s） / 1 + [G（s）H（s）]

由于環(huán)路中的積分，在低頻下，穩(wěn)態(tài)增益G（s）很高且

VO / VI , Closed-Loop Gain = 1 / H

PLL中影響環(huán)路增益的組件包括：

鑒相器（PD）和電荷泵（CP）。

環(huán)路濾波器，傳遞函數(shù)為 Z（s）

壓控振蕩器 （VCO），靈敏度KV/ 秒

反饋分頻器，1/N

圖2.基本鎖相環(huán)模型。

如果使用像四象限乘法器這樣的線性元件作為鑒相器，并且環(huán)路濾波器和VCO也是模擬元件，則稱為模擬或線性PLL（LPLL）。

如果使用數(shù)字鑒相器（EXOR門或J-K觸發(fā)器），而其他所有內(nèi)容保持不變，則該系統(tǒng)稱為數(shù)字PLL（DPLL）。

如果PLL完全由數(shù)字模塊構(gòu)建，沒有任何無源元件或線性元件，則它將成為全數(shù)字PLL（ADPLL）。

最后，有了數(shù)字形式的信息，以及足夠快的處理速度，也可以在軟件領(lǐng)域開發(fā)PLL。PLL功能由軟件執(zhí)行，并在DSP上運行。這稱為軟件鎖相環(huán) （SPLL）。

參考圖2，即使用PLL產(chǎn)生比輸入更高的頻率的系統(tǒng)，VCO以w角頻率振蕩D.該頻率/相位信號的一部分通過比率為1 / N的分頻器反饋到誤差檢測器。該分頻頻率饋送到誤差檢測器的一個輸入端。本例中的另一個輸入是固定的參考頻率/相位。誤差檢測器比較兩個輸入端的信號。當(dāng)兩個信號輸入的相位和頻率相等時，誤差將為零，環(huán)路被稱為“鎖定”狀態(tài)。如果我們只看誤差信號，可以得出以下等式。

e(s) = FREF - FO / N

當(dāng) e（s） = 0 時，

FO / N = FREF

因此

FO = N FREF

在商用PLL中，鑒相器和電荷泵共同構(gòu)成誤差檢測器模塊。什么時候FO 1 N F裁判，誤差檢測器將源/灌電流脈沖輸出到低通環(huán)路濾波器。這會將電流脈沖平滑為電壓，進(jìn)而驅(qū)動VCO。然后，VCO 頻率將根據(jù)需要增加或減少，由KVDV，其中KV是以MHz/V為單位的VCO靈敏度，DV是VCO輸入電壓的變化。這將持續(xù)到e（s）為零并且循環(huán)被鎖定。因此，電荷泵和VCO充當(dāng)積分器，尋求將其輸出頻率增加或降低到所需的值，以便將其輸入（來自鑒相器）恢復(fù)為零。

圖3.VCO 傳遞函數(shù)。

PLL的整體傳遞函數(shù)（CLG或閉環(huán)增益）可以通過使用CLG表達(dá)式來表示負(fù)反饋系統(tǒng)，如上所述。

FO / FREF = Forward Gain / [1 + Loop Gain]

Forward Gain, G = KD KV Z(s) / s

Loop Gain, G H = KD KV Z(s) / Ns

當(dāng)GH遠(yuǎn)大于1時，我們可以說PLL系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為N，因此

FOUT = N ′ FREF

環(huán)路濾波器為低通類型，通常具有一個極點和一個零點。環(huán)路的瞬態(tài)響應(yīng)取決于：

極點/零點的大小，

電荷泵幅度，

VCO靈敏度，

反饋因子，N。

在設(shè)計環(huán)路濾波器時，必須考慮上述所有因素。此外，濾波器必須設(shè)計為穩(wěn)定（通常建議相位裕量為p / 4）。響應(yīng)的3 dB截止頻率通常稱為環(huán)路帶寬BW。大環(huán)路帶寬可實現(xiàn)非常快的瞬態(tài)響應(yīng)。然而，正如我們將在第2部分看到的那樣，這并不總是有利的，因為快速瞬態(tài)響應(yīng)和參考雜散衰減之間存在權(quán)衡。

用于頻率升頻的PLL應(yīng)用

鎖相環(huán)允許從低頻參考產(chǎn)生穩(wěn)定的高頻。任何需要穩(wěn)定高頻調(diào)諧的系統(tǒng)都可以從PLL技術(shù)中受益。這些應(yīng)用的示例包括無線基站、無線手機、尋呼機、有線電視系統(tǒng)、時鐘恢復(fù)和生成系統(tǒng)。PLL應(yīng)用的一個很好的例子是GSM手機或基站。圖4顯示了GSM基站的接收部分。

圖4.GSM基站接收器信號鏈

在GSM系統(tǒng)中，RF頻段有124個200-kHz寬度的通道（每個通道8個用戶）。占用的總帶寬為 24.8 MHz，必須對其進(jìn)行活動掃描。該手機的發(fā)射 （Tx） 范圍為 880 MHz 至 915 MHz，接收 （Rx） 范圍為 925 MHz 至 960 MHz。 相反，基站的發(fā)射范圍為 925 MHz 至 960 MHz，接收范圍為 880 MHz 至 915 MHz。對于此示例，我們將僅考慮基站發(fā)射和接收部分。GSM900 和 DCS1800 基站系統(tǒng)的頻段如表 1 所示。表 2 顯示了表 1 頻段內(nèi)載波頻率（RF 通道）的通道號。Fl（n） 是下頻帶 （Rx） 中射頻信道的中心頻率，F(xiàn)u（n） 是上頻帶 （Tx） 中的相應(yīng)頻率。

表 1.GSM900 和 DCS1800 基站系統(tǒng)的頻段

表 2.GSM900 和 DCS1800 基站系統(tǒng)的通道編號

900 MHz RF輸入經(jīng)過濾波、放大并施加到第一級混頻器。另一個混頻器輸入由調(diào)諧的本振（LO）驅(qū)動。這必須掃描輸入頻率范圍以搜索任何通道上的活動。LO的實際實現(xiàn)是通過已經(jīng)描述的PLL技術(shù)實現(xiàn)的。如果第一中頻（IF）級以240 MHz為中心，則LO的范圍必須為640 MHz至675 MHz，才能覆蓋RF輸入頻段。當(dāng)選擇200 kHz參考頻率時，可以以200 kHz的步長對整個頻率范圍內(nèi)的VCO輸出進(jìn)行排序。例如，當(dāng)需要 650 MHz 的輸出頻率時，N 的值將為 3250。此 650 MHz LO 將有效檢查 890 MHz 射頻信道（FRF - FLO = FIF 或 FRF = FLO + FIF） 當(dāng) N 增加到 3251 時，LO 頻率現(xiàn)在將為 650.2 MHz，檢查的射頻信道將為 890.2 MHz。如圖 5 所示。

圖5.測試GSM基站接收器的頻率。

值得注意的是，除了可調(diào)諧RF LO外，接收器部分還使用固定IF（在所示示例中為240 MHz）。即使此IF不需要頻率調(diào)諧，仍使用PLL技術(shù)。原因是，使用穩(wěn)定的系統(tǒng)參考頻率產(chǎn)生高頻IF信號是一種經(jīng)濟實惠的方法。一些頻率合成器制造商通過提供雙版本器件來認(rèn)識到這一事實：一個在高RF頻率（>800 MHz）下工作，另一個在較低的IF頻率（500 MHz或更低）下工作。

在GSM系統(tǒng)的發(fā)射端，也存在類似的要求。但是，在發(fā)射部分直接從基帶轉(zhuǎn)到最終RF更為常見;這意味著基站的典型TX VCO范圍為925 MHz至960 MHz（發(fā)射部分的RF頻段）。

電路示例

圖6顯示了GSM手機發(fā)射部分的本振的實際實現(xiàn)。我們假設(shè)直接基帶到RF上變頻。本電路采用ADI公司即將推出的新型ADF4111 PLL頻率合成器，以及Vari-L公司的VCO190-902T壓控振蕩器。

圖6.用于GSM手機的發(fā)射器本振。

參考輸入信號施加到FREFIN的電路，并以50 W端接。在GSM系統(tǒng)中，該參考輸入頻率通常為13 MHz。為了獲得200 kHz（GSM標(biāo)準(zhǔn)）的通道間隔，必須使用ADF4111的片內(nèi)基準(zhǔn)電壓分壓器將基準(zhǔn)電壓輸入分頻65。

ADF4111是一款整數(shù)N分頻PLL頻率合成器，工作頻率高達(dá)1.2 GHz。在這種整數(shù) N 類型的合成器中，N 可以以離散整數(shù)步長從 96 編程到 262，000。對于手機發(fā)射器，需要880MHz至915MHz的輸出范圍，內(nèi)部參考頻率為200 kHz，所需的N值范圍為4400至4575。

ADF4111（引腳2）的電荷泵輸出驅(qū)動環(huán)路濾波器。該濾波器（圖2中的Z（s））基本上是一階滯后超前類型。在計算環(huán)路濾波器元件值時，需要考慮許多項目。在本例中，環(huán)路濾波器的設(shè)計使系統(tǒng)的整體相位裕量為45度。其他PLL系統(tǒng)規(guī)格如下：

KD = 5 mA
KV = 8.66 MHz/V
Loop Bandwidth = 12 kHz
FREF = 200 kHz
N = 4500z
N = 4500 額外參考雜散衰減 = 10dB

所有這些規(guī)格都是必需的，用于得出圖6所示的環(huán)路濾波器組件值。

環(huán)路濾波器輸出驅(qū)動VCO，VCO又反饋到PLL頻率合成器的RF輸入，并驅(qū)動RF輸出端子。采用具有18歐姆電阻的T電路配置，在ADF4111的VCO輸出、RF輸出和RFIN端子之間提供50歐姆匹配。

在PLL系統(tǒng)中，了解系統(tǒng)何時處于鎖定狀態(tài)非常重要。在圖6中，這是通過使用ADF4111的多路復(fù)用信號實現(xiàn)的。MUXOUT引腳可以編程為監(jiān)視頻率合成器中的各種內(nèi)部信號。其中之一是LD或鎖定檢測信號。例如，當(dāng)選擇MUXOUT來選擇鎖定檢測時，它可以在系統(tǒng)中用于觸發(fā)輸出功率放大器。

ADF4111使用簡單的4線串行接口與系統(tǒng)控制器通信?；鶞?zhǔn)計數(shù)器、N 計數(shù)器和各種其他片上功能通過該接口進(jìn)行編程。

結(jié)論

在本系列的第一部分中，我們通過簡單的框圖和方程介紹了PLL的基本概念。我們已經(jīng)展示了一個使用PLL結(jié)構(gòu)的典型示例，并給出了實際實現(xiàn)的詳細(xì)描述。

審核編輯：郭婷