優(yōu)化EEG放大器的性能并降低功耗

作者：Bill Kolasa, Harry Holt, and Matthew Duff

二十多年來，CareFusion Nicolet一直是腦電圖診斷系統(tǒng)領(lǐng)域的先驅(qū)發(fā)展。EEG（腦電圖）監(jiān)測(cè)用于睡眠研究、腦圖譜和 ICU 患者大腦活動(dòng)的神經(jīng)學(xué)分析。隨著腦研究和腦電圖診斷的不斷突破，腦電監(jiān)測(cè)設(shè)備有望在傳統(tǒng)臨床環(huán)境之外的新環(huán)境中運(yùn)行。這些新環(huán)境帶來了新的設(shè)計(jì)挑戰(zhàn) — 本文解決了其中的一些挑戰(zhàn)。

Harry（ADI公司的運(yùn)算放大器應(yīng)用工程師）：最近，Bill、Matt和我就EEG前端設(shè)計(jì)第一階段——儀表放大器（儀表放大器）——的權(quán)衡進(jìn)行了一些討論。我們認(rèn)為與其他設(shè)計(jì)師分享可能會(huì)很有用。

Matt（ADI公司的儀表放大器應(yīng)用工程師）：沒錯(cuò)。Bill 查看了我們產(chǎn)品組合中的許多儀表放大器，但最終還是創(chuàng)建了自己的儀表放大器。這在性能驅(qū)動(dòng)的應(yīng)用程序中非常不尋常，因此我們希望涵蓋思考過程。比爾，你能概述一下你的設(shè)計(jì)目標(biāo)嗎？

Bill Kolasa（CareFusion首席電氣工程師）：我們目前有一個(gè)基于儀表放大器的設(shè)計(jì)，對(duì)我們來說表現(xiàn)良好，但我們希望優(yōu)化某些性能特征，同時(shí)降低功耗。

正如許多EEG和ECG設(shè)備的設(shè)計(jì)人員所知，電極中半電池電位的差異會(huì)產(chǎn)生測(cè)量系統(tǒng)必須能夠承受的大直流偏移。我們目前的系統(tǒng)設(shè)計(jì)用于處理高達(dá)±900 mV的偏移。為了應(yīng)對(duì)現(xiàn)場(chǎng)看到的不同電極類型和環(huán)境條件，我們希望將公差提高到±1300 mV。

圖1.腦電圖信號(hào)鏈。

同時(shí)，我們正在考慮電池供電的設(shè)計(jì)，因此我們需要大幅降低所有組件（包括儀表放大器）的功耗。我們目前的功耗為每通道28 mW，我們希望將其降低到10 mW或更低。我們可以選擇允許增加噪音以獲得這種功率降低。

馬 特：我們?cè)谛碾妶D和腦電圖客戶身上看到了很多這種權(quán)衡。對(duì)于ECG和EEG前端設(shè)計(jì)，噪聲、失調(diào)處理能力和功耗之間存在固有的權(quán)衡。

由于減法級(jí)的噪聲，大多數(shù)儀表放大器具有較大的噪聲分量。在高增益應(yīng)用中，這并不重要，因?yàn)闊o論增益如何，該噪聲在輸出端都保持不變。因此，當(dāng)噪聲與輸入端相關(guān)時(shí)，它非常小。

不幸的是，在EEG和ECG應(yīng)用中，增益受到電極大偏移的限制。如果要使用大增益來獲得良好的噪聲性能，失調(diào)迫使您使用大電源來處理較大的失調(diào)。

法案：這確實(shí)是我們之前使用AD8221儀表放大器的設(shè)計(jì)所做的。輸出噪聲為75 nV/√Hz，輸入噪聲為8 nV/√Hz。為了降低以輸入端為參考時(shí)大輸出噪聲的貢獻(xiàn)，我們將AD8221的增益設(shè)置為14.8（有關(guān)噪聲計(jì)算細(xì)節(jié)，請(qǐng)參見公式1和公式2）。增益還將我們的共模抑制提高了23 dB，因?yàn)楣材Ｔ鲆媸菃挝辉鲆妫▍⒁姽?）。但是，為了利用該增益處理900 mV電極偏移，我們必須使用±15.5 V dc的電源軌（參見公式4）。我們的EEG放大器由64個(gè)通道組成，對(duì)于電池供電的應(yīng)用來說，功耗變得太高。

我一直在等待ADI公司推出具有低輸出噪聲的儀表放大器。這是什么時(shí)候發(fā)生的？

馬 特：放大器的輸出噪聲主要由六個(gè)電阻驅(qū)動(dòng)。（圖 2 中的 R1 到 R6）我們可以降低這些電阻值，但這有幾個(gè)缺點(diǎn)：1）儀表放大器現(xiàn)在必須向這些電阻驅(qū)動(dòng)更多的電流。為了在這些更高的驅(qū)動(dòng)條件下保持良好的線性度，我們必須構(gòu)建更強(qiáng)大的放大器，消耗更多的電流。這對(duì)您來說是一個(gè)雙重打擊：您必須通過小值電阻器提供額外的電流，并為更強(qiáng)大的放大器提供更多電流。

圖2.教科書儀表放大器配置。

法案：對(duì)于我的功耗問題來說，這聽起來不是好消息。

馬 特：您的Rg增益設(shè)置電阻會(huì)變小。這對(duì)于噪聲來說是一件好事，但如果您期望過壓條件差很大，那就不是那么好了。它使放大器的輸入對(duì)高增益下的大差分電壓的魯棒性降低。我們可以添加電路來解決這個(gè)問題，但這個(gè)電路會(huì)增加輸入噪聲。

法案：這對(duì)我們來說可能不是問題，因?yàn)槲覀兊碾姌O輸入端已經(jīng)有保護(hù)電路。

馬 特：隨著減法器電路中的電阻變小，基準(zhǔn)引腳的輸入阻抗也會(huì)變小。這意味著，如果要使用緩沖器驅(qū)動(dòng)該引腳（這在您的應(yīng)用類型中很常見），驅(qū)動(dòng)放大器必須在目標(biāo)頻率范圍內(nèi)具有非常低的輸出阻抗。否則，您可以降低系統(tǒng)的 CMRR 與頻率的關(guān)系。較低的輸出阻抗與頻率的關(guān)系需要更高功率的驅(qū)動(dòng)放大器。

法案：是的，在我們的新設(shè)計(jì)中，我們正在驅(qū)動(dòng)該引腳，因此這將是一個(gè)問題。我們花了一些時(shí)間尋找一種緩沖器，其CMRR性能與僅將引腳接地相似。

回到最初的問題，我們讓AD8221的電源電流為0.9 mA，工作電壓為±15.5 V。我們希望通過減少儀表放大器的電流消耗和減少電源軌來降低功耗。我們開始尋找仍能滿足我們其他性能要求的低功耗器件。

我們研究的一個(gè)儀表放大器是AD8235/AD8236。它具有非常低的功率和小尺寸，但噪聲太大，最大5 V電源軌無法滿足我們的直流失調(diào)規(guī)格。

馬 特：這些是基于CMOS的儀表放大器，功耗為40 μA。 在功率勝過性能的ECG監(jiān)測(cè)應(yīng)用中非常受歡迎，但對(duì)于診斷腦電圖來說還不夠好，而CareFusion就是這樣做的。

法案：我們考慮的另一部分是AD627。它還消耗非常小的功率，并允許寬電源軌。我們過去曾測(cè)試過噪聲，因此知道它在功耗方面具有良好的性能。然而，它采用SOIC封裝，如今尺寸很大，不能很好地減小電路板尺寸。

馬 特：是的，也許我們應(yīng)該為此做點(diǎn)什么...

法案：然后，您就有了具有300 μA至500 μA電源電流和寬電源范圍的多種器件，例如AD8226和AD8227。然而，所有這些器件的輸入偏置電流至少為20 nA，超過了本設(shè)計(jì)低于5nA的指定要求。

馬 特：對(duì)于AD8226和AD8227等器件，我們希望能夠一直測(cè)量到負(fù)電源。我們使用了更簡(jiǎn)單的輸入級(jí)來做到這一點(diǎn)，并且必須犧牲一些輸入偏置電流才能實(shí)現(xiàn)目標(biāo)。在AD8221上，我們同時(shí)使用輸入偏置電流補(bǔ)償和超β晶體管，將偏置電流降至幾百pA（典型值）。這讓我們的很多客戶都很高興，但代價(jià)是我們放棄了輸入的一些空間。

比爾，是什么驅(qū)動(dòng)了您的偏置電流規(guī)格？我以為腦電電極的源阻抗約為10 kΩ？對(duì)于AD8226，最大輸入偏置電流為27 nA，為270 μV，與電極的大失調(diào)相比，這算不了什么。您能告訴我們是什么驅(qū)動(dòng)了您的偏置電流規(guī)格嗎？

法案：5 nA規(guī)格確實(shí)來自我們的一些放大器，這些放大器必須處理更高的電極阻抗。但是，該放大器的EEG顯示帶寬要求低至直流。我們關(guān)注的是盡量減少由于電極阻抗變化而導(dǎo)致的基線漂移效應(yīng)。

在我們發(fā)現(xiàn)ADI或您的競(jìng)爭(zhēng)對(duì)手的儀表放大器都不能滿足我們的所有要求后，我們決定考慮構(gòu)建自己的儀表放大器。我們知道，對(duì)于>100 dB CMRR，在減法器級(jí)中使用匹配電阻非常重要。我們過去曾嘗試過匹配的電阻網(wǎng)絡(luò)，但發(fā)現(xiàn)這些網(wǎng)絡(luò)很昂貴。我們似乎也從未完全獲得預(yù)期的CMRR性能，這可能是由于電路板寄生電容。我們發(fā)現(xiàn)AD8278差動(dòng)放大器具有我們想要的性能和功耗。

哈利：四電阻差動(dòng)放大器比最初看起來更復(fù)雜。對(duì)于完美的運(yùn)算放大器，CMRR受到電阻匹配的限制。（圖 2 中的 R3-R6）。差動(dòng)放大器的近似值（參見參考文獻(xiàn)1）為：

哪里一個(gè)d是差動(dòng)放大器的增益，t是電阻的容差。因此，對(duì)于增益為1%和1%的電阻，CMRR = 50 V/V，或約34 dB，對(duì)于0.1%的電阻，CMRR = 500 V/V，或約54 dB。

法案：我在你的一本手冊(cè)中遇到了類似的解釋。（見參考文獻(xiàn)2）

哈利：上述公式適用于低頻。CMRR在更高的頻率下可能會(huì)進(jìn)一步降低。例如，如果由于PCB布局或內(nèi)部芯片布局，兩個(gè)運(yùn)算放大器輸入端的輸入電容差為400至500飛法，并且電阻為10 kΩ，則10 kHz時(shí)的交流CMRR將降低6 dB至7 dB。如果系統(tǒng)中有一個(gè)20 kHz（或更高）的開關(guān)穩(wěn)壓器，這可能很重要。

即使有完美的電阻和平衡電容，CMRR最終也會(huì)受到運(yùn)算放大器的限制。

我看到差分放大器的兩個(gè)主要性能類別。首先，典型的高端電流檢測(cè)應(yīng)用要求在電流范圍的高端精度為3%至5%。具有合理失調(diào)和大約1%電阻的低成本運(yùn)算放大器可以滿足您的目標(biāo)。請(qǐng)記住，一些低成本運(yùn)算放大器的CMRR可能小于50 dB。這一點(diǎn)經(jīng)常被忽視。其次，更精確的應(yīng)用，通常作為分立儀表放大器的第二級(jí)，在0.1%至1%范圍內(nèi)，CMRR大于70 dB至80 dB。這可以通過一個(gè)好的運(yùn)算放大器、四個(gè)具有低TC的匹配電阻（最好是比率匹配TC）和仔細(xì)的印刷電路板布局來實(shí)現(xiàn)?？紤]到總成本和電路板空間，單芯片差動(dòng)運(yùn)算放大器看起來非常有吸引力。我明白為什么比爾選擇AD8278;我們?yōu)樗隽似D苦的工作。

法案：ADI公司提供一系列增益為1/2、1或2的差動(dòng)放大器。我們比較了AD8271和AD8278，選擇AD8278是為了降低功耗。我們將其配置為增益為1/2。這使我們能夠增加輸入緩沖器的增益，降低電源軌（我們確定為±7.5V dc），并滿足噪聲和直流失調(diào)容差規(guī)格。我們認(rèn)為，將盡可能多的增益移動(dòng)到輸入緩沖器可提供最低的噪聲。（參見公式5至公式11，了解新設(shè)計(jì)的噪聲、CMRR和失調(diào)容差。

馬 特：AD8278的增益可配置為1/2或增益2。通常，我們認(rèn)為需要將放大器置于盡可能高的增益，以獲得最佳噪聲性能。但是，由于AD8278是本設(shè)計(jì)中的第二級(jí)，因此將其置于較低的增益中實(shí)際上有助于提高設(shè)計(jì)的噪聲性能。這使得比爾在第一階段應(yīng)用了更多的收益。低噪聲設(shè)計(jì)的基本規(guī)則是在第一階段獲得盡可能多的增益，這里的情況確實(shí)如此。

預(yù)先應(yīng)用更多增益也有助于儀表放大器的CMRR。正如我們從之前關(guān)于電阻容差與CMRR的討論中得出的那樣，將差動(dòng)放大器增益從1/2更改為2應(yīng)該會(huì)給我們額外的6 dB CMRR。這也符合AD8278數(shù)據(jù)手冊(cè)。但是，如果我們預(yù)先使用額外的4×增益，它將使差分增益增加4×同時(shí)保持共模增益不變。換句話說，通過預(yù)先增益，我們獲得了額外的12 dBCMRR，而我們?cè)诓顒?dòng)放大器中施加增益可以獲得6 dB。請(qǐng)注意，只有當(dāng)?shù)谝患?jí)運(yùn)算放大器具有良好的CMRR時(shí)，此技巧才有效，因此使用高質(zhì)量的運(yùn)算放大器非常重要。

將G = 1/2用于差動(dòng)放大器級(jí)是Bill優(yōu)化其分立設(shè)計(jì)與我們的集成儀表放大器相比的一種方式。通常，對(duì)于集成的In Amps，我們必須將差動(dòng)放大器保持在G = 1或更高，因?yàn)檩^低的差動(dòng)放大器增益限制了儀表放大器處理寬共模電壓擺幅的能力。

法案：經(jīng)過廣泛搜索，我們選擇了AD8622作為輸入緩沖運(yùn)算放大器。這款運(yùn)算放大器具有我們想要的所有規(guī)格：小封裝尺寸、低功耗、低輸入偏置電流、0.1–10 Hz低噪聲和寬電源軌。我們認(rèn)為重要的另一個(gè)特征是統(tǒng)一獲得穩(wěn)定性。雖然我們的緩沖器以10的增益運(yùn)行，但在儀表放大器配置中，共模信號(hào)的增益為1，從而導(dǎo)致潛在的穩(wěn)定性問題。（見參考文獻(xiàn)3）

哈利：對(duì)于前端運(yùn)算放大器，有幾十種選擇，也許有數(shù)百種，因此獲得精確的失調(diào)電壓、偏置電流、電源電流、偏置電流等可以優(yōu)化設(shè)計(jì)。當(dāng)我們?cè)O(shè)計(jì)儀表放大器時(shí)，我們必須做出一些廣泛的權(quán)衡，所以對(duì)于最后百分之十的性能，值得付出艱苦的努力。AD8622是我們精密放大器系列的最新成員，是電壓噪聲、低1/f轉(zhuǎn)折、電源電流、增益帶寬、失調(diào)電壓、失調(diào)電壓漂移等的完美組合。

我想贊揚(yáng)比爾對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行分區(qū)的方式。有時(shí)我們看到四邊形的三個(gè)部分用于儀表放大器。這是一個(gè)很容易落入的陷阱。第一級(jí)的要求在Vos、TCVos、增益、帶寬、CMRR等方面與差動(dòng)放大器級(jí)完全不同。同樣，對(duì)于最后百分之十的性能，第一階段的雙和第二階段的單倍是很有意義的。為了在運(yùn)算放大器中獲得低電壓噪聲，我們?cè)诘诙?jí)中會(huì)消耗大量不需要的電流。如果第二級(jí)驅(qū)動(dòng)重負(fù)載，則需要比第一級(jí)運(yùn)算放大器多得多的驅(qū)動(dòng)。四通道的另一個(gè)缺點(diǎn)是：您可能會(huì)從輸出運(yùn)算放大器獲得第一級(jí)運(yùn)算放大器的熱反饋。更詳細(xì)的討論見參考文獻(xiàn) 4 和參考文獻(xiàn) 5。

法案：出于電路板空間原因，我們的首選是使用集成儀表放大器。然而，提供精密差動(dòng)放大器確實(shí)使我們能夠微調(diào)儀表放大器，而無需昂貴且占用電路板空間的電阻網(wǎng)絡(luò)。我們能夠顯著降低功耗，同時(shí)仍保持重要的性能特征，如噪聲、CMRR和直流輸入容差。

圖3.簡(jiǎn)化的護(hù)理融合儀表放大器。

哈利：謝謝，比爾。Matt和我很喜歡與您合作進(jìn)行最先進(jìn)的設(shè)計(jì)。

附錄：比爾方程

計(jì)算AD8221在0.1 Hz至100 Hz帶寬下的預(yù)期峰峰值噪聲，顯示增益效應(yīng)（忽略電流噪聲，因?yàn)殡姌O阻抗低）。

加入1/f噪聲（使用數(shù)據(jù)手冊(cè)中的增益= 10）：

AD8221BR的預(yù)期最小CMRR計(jì)算顯示增益增加。

（使用增益 = 數(shù)據(jù)手冊(cè)中的 1 個(gè)數(shù)字）：

電極偏移容差A(yù)D8221的計(jì)算：

用于新的儀表放大器設(shè)計(jì)（由于低阻抗而忽略電流噪聲）。

AD8622緩沖器的噪聲：

加入 1/f 噪聲 =

1/2 Rg 與 Rf 并聯(lián)時(shí)的噪聲：

來自AD8278的噪聲：

添加 1/f：

對(duì)所有來源求和：

新儀表放大器設(shè)計(jì)的預(yù)期最小CMRR：

新設(shè)計(jì)的電極偏移容差（直流電源連接到一個(gè)輸入，第二個(gè)輸入接地）。