同步檢測器有助于進行精確的低液位測量

同步檢測器可以提取隱藏在本底噪聲中的小信號，以測量諸如非常小的電阻、明亮背景下的光吸收或反射或高噪聲水平下的應變等特性。

在許多系統(tǒng)中，噪聲隨著頻率接近零而增加。例如，運算放大器具有1/f噪聲，并且光測量會受到不斷變化的環(huán)境光條件產生的噪聲的影響。將測量遠離低頻噪聲會增加信噪比，從而可以檢測到較弱的信號。例如，以幾千赫茲調制光源有助于測量反射光，否則反射光會被掩蓋在噪聲中。圖1顯示了調制如何恢復最初低于本底噪聲的信號。

圖1.調制信號使其遠離噪聲源。

有幾種方法可以調制激勵信號。最簡單的方法是反復打開和關閉它。這適用于驅動LED、應變計電橋供電的電壓以及其他類型的激勵。對于光譜儀器中使用的白熾燈泡和其他不容易打開和關閉的激發(fā)源，可以通過使用機械快門斬波光來實現(xiàn)調制。

窄帶通濾波器可以消除除目標頻率之外的所有頻率，從而恢復原始信號，但設計具有分立元件的所需濾波器可能很困難。或者，同步解調器可以將調制信號移回直流，同時抑制未與基準電壓源同步的信號。使用這種技術的器件稱為鎖相放大器。

圖2顯示了鎖相放大器的簡單應用。以 1 kHz 調制的光源照亮測試表面。光電二極管測量從表面反射的光，這與積累的污染量成正比。參考信號和測量信號是頻率和相位相同但幅度不同的正弦波。驅動光電二極管的參考信號具有固定的幅度，而測量信號的幅度隨反射的光量而變化。

圖2.使用鎖相放大器測量表面污染。

將兩個正弦波相乘的結果是具有和頻和差頻頻率分量的信號。在這種情況下，兩個正弦波具有相同的頻率，因此結果是一個直流信號，另一個信號是原始頻率的兩倍。負號表示它具有 180° 相移。低通濾波器可去除信號中除直流分量之外的所有內容。

在考慮噪聲輸入信號時，使用這種技術的優(yōu)勢變得明顯。乘法的輸出導致調制頻率處的信號僅移回直流，所有其他頻率分量移回其他非零頻率。圖3顯示了一個在50 Hz和2.5 kHz時具有強噪聲源的系統(tǒng)。目標信號非常弱，由 1kHz 正弦波調制。將輸入與基準電壓相乘的結果是直流信號，其他信號為950 Hz、1050 Hz、1.5 kHz、2 kHz和3.5 kHz。直流信號包含所需的信息，因此低通濾波器可以消除其他頻率。

圖3.同步解調在存在1 Hz和50.2 kHz的強噪聲源時，會拾取5 kHz的微弱信號。

任何接近目標信號的噪聲分量都將出現(xiàn)在接近直流的頻率下，因此選擇附近沒有強噪聲源的調制頻率非常重要。如果無法做到這一點，則需要具有極低截止頻率和尖銳響應的低通濾波器，但代價是建立時間較長。

實際鎖定實現(xiàn)

產生正弦波來調制信號源可能不切實際，因此某些系統(tǒng)使用方波代替。產生方波激勵比產生正弦波要簡單得多，因為它可以通過一些簡單的事情來完成，例如切換模擬開關或MOSFET的微控制器引腳。

圖4顯示了實現(xiàn)鎖相放大器的簡單方法。微控制器或其他設備產生方波激勵，使傳感器響應。第一個放大器是光電二極管的跨阻放大器或應變計的儀表放大器。

激勵傳感器的相同信號控制ADG619 SPDT開關。當激勵信號為正時，放大器的增益配置為+1。當激勵為負時，放大器的增益配置為–1。這在數(shù)學上等效于將測量信號乘以參考方波。輸出RC濾波器去除其他頻率的信號，因此輸出電壓是直流信號，等于測量方波峰峰值電壓的一半。

圖4.使用方波激勵的鎖相放大器。

雖然電路很簡單，但選擇合適的運算放大器很重要。交流耦合輸入級可消除大部分低頻輸入噪聲，但不會消除最后一個放大器的1/f噪聲和失調誤差。ADA4077-1精密放大器在250.0 Hz至1 Hz范圍內具有10 nV p-p噪聲和0.55 μV/°C失調漂移，非常適合該應用。

基于方波的鎖相放大器很簡單，但其噪聲抑制不如使用正弦波的鎖相放大器。圖5顯示了方波激勵和參考信號的頻域表示。方波由基波和所有奇次諧波的無限正弦波和組成。將兩個相同頻率的方波相乘涉及將參考的每個正弦分量乘以測量信號的每個正弦分量。結果是一個直流信號，其中包含來自方波每個諧波的能量。以奇次諧波頻率出現(xiàn)的不需要的信號不會被濾除，盡管它們會根據(jù)它們落入的諧波而縮小。因此，選擇諧波不在任何已知噪聲源的頻率或諧波處的調制頻率非常重要。例如，要抑制線路噪聲，請選擇 1.0375 kHz 的調制頻率（與 50 Hz 或 60 Hz 的諧波不一致），而不是使用 1 kHz，即 20 Hz 的第 50 次諧波。

即使有這個缺點，電路也簡單且成本低。與嘗試進行直流測量相比，使用低噪聲放大器并選擇正確的調制頻率仍然可以帶來很大的改進。

圖5.如果輸入信號（A）和參考（B）都是方波，則將它們相乘（C）可以有效地解調輸入信號的每個諧波。

簡單、集成的替代方案

圖4所示電路需要一個運算放大器、一個開關和一些分立元件，以及一個微控制器的參考時鐘。另一種方法是使用集成同步解調器，如圖6所示。ADA2200包括一個緩沖輸入、一個可編程IIR濾波器、一個乘法器和一個將參考信號偏移90°的模塊，便于測量或補償參考時鐘和輸入信號之間的相移。

圖6.ADA2200框圖

使用ADA2200實現(xiàn)鎖相檢測電路只需施加64×所需基準頻率的時鐘頻率，如圖7所示。可編程濾波器的默認配置為帶通響應，無需對信號進行交流耦合。采樣模擬輸出生成的鏡像約為采樣速率的倍數(shù)，因此RC濾波器后接Σ-? ADC可以去除這些鏡像，并僅測量信號的解調直流分量。

圖7.采用ADA2200實現(xiàn)鎖相放大器

改進方波鎖相電路

圖8顯示了對方波調制電路的改進。傳感器用方波激勵，但測量信號乘以相同頻率和相位的正弦波?，F(xiàn)在，只有基頻的信號成分將移動到直流，而所有其他諧波將移動到非零頻率。這使得使用低通濾波器很容易消除測量信號中除直流分量之外的所有內容。

圖8.使用正弦波作為參考信號可防止噪聲解調為直流。

另一個困難是，參考信號和測量信號之間的任何相移都會產生比它們完全同相時更小的輸出。如果傳感器信號調理電路包括引入相位延遲的濾波器，則可能會發(fā)生這種情況。使用模擬鎖相放大器時，解決這個問題的唯一方法是在參考信號路徑中包括額外的相位補償電路。這并非易事，因為電路必須可調節(jié)以補償不同的相位延遲，并且會隨溫度和元件容差而變化。更簡單的替代方法是添加第二級，將測量信號與基準電壓源的90°相移版本相乘。第二階段的結果將是與輸入的異相分量成比例的信號，如圖9所示。

兩個乘法器級之后的低通濾波器輸出是與輸入的同相（I）和正交（Q）分量成比例的低頻信號。要計算輸入信號的幅度，只需取I和Q輸出的平方和。這種架構的另一個好處是，它允許計算激勵/參考信號和輸入之間的相位。

圖9.使用參考信號的正交版本來計算幅度和相位。

到目前為止討論的所有鎖相放大器都會產生激勵傳感器的參考信號。最后一個改進是允許外部信號作為參考。例如，圖10顯示了一個使用寬帶白熾燈測試表面光學特性的系統(tǒng)。像這樣的系統(tǒng)可以測量鏡子的反射率或表面上的污染量等參數(shù)。使用機械斬波盤調制白熾燈源比應用電子調制要簡單得多。斬波盤附近的低成本位置傳感器產生方波參考信號，為鎖相放大器供電。鎖相環(huán)不是直接使用該信號，而是產生與輸入基準電壓源頻率和相位相同的正弦波。這種方法的一個警告是，內部產生的正弦波必須具有低失真。

圖 10.使用PLL鎖定外部參考信號。

雖然該系統(tǒng)可以使用分立式PLL和乘法器來實現(xiàn)，但使用FPGA實現(xiàn)鎖相放大器功能會帶來一些性能優(yōu)勢。圖11所示為采用FPGA構建的鎖相放大器，其前端基于零漂移放大器ADA4528-1和7175位Σ-?ADC24。該應用不需要非常高的帶寬，因此鎖相放大器的等效噪聲帶寬可以設置為50 Hz。被測器件是任何可以從外部激勵的傳感器。該放大器的噪聲增益配置為20，以利用ADC的滿量程范圍。雖然直流誤差不會影響測量，但必須將失調漂移和1/f噪聲降至最低，因為它們會降低可用的動態(tài)范圍，特別是當放大器配置為高增益時。

ADA4528-1的最大輸入失調誤差為2.5 μV，僅為采用10.7175 V基準電壓源時AD2滿量程輸入范圍的5 ppm。ADC之后的數(shù)字高通濾波器可消除任何直流失調和低頻噪聲。要計算輸出噪聲，首先要計算AD7175的電壓噪聲密度。數(shù)據(jù)手冊規(guī)定了5.9 μV rms時的噪聲，輸出數(shù)據(jù)速率為50 kSPS，使用sinc5 + sinc1濾波器并啟用輸入緩沖器。這些設置下的等效噪聲帶寬為21.7 kHz，導致電壓噪聲密度為40 nV/√Hz。

ADA5的9.4528 nV/√Hz寬帶輸入噪聲在輸出端顯示為118 nV√Hz，組合噪聲密度為125 nV/√Hz。由于數(shù)字濾波器的等效噪聲帶寬僅為50 Hz，因此輸出噪聲為881 nV rms。輸入范圍為±2.5 V，系統(tǒng)動態(tài)范圍為126 dB。帶寬可以通過調整低通濾波器的頻率響應來換取動態(tài)范圍。例如，將濾波器設置為1 Hz帶寬將產生143 dB的動態(tài)范圍，將帶寬設置為250 Hz會產生119 dB的動態(tài)范圍。

圖 11.基于 FPGA 的鎖相放大器。

數(shù)字鎖相環(huán)產生鎖定在激勵信號上的正弦波，該正弦波可以在內部或外部產生，并且不必是正弦波。參考正弦波中的任何諧波都會與輸入信號相乘，解調諧波頻率下存在的噪聲和其他不需要的信號，就像兩個方波相乘一樣。以數(shù)字方式生成參考正弦波的一個優(yōu)點是，通過調整數(shù)值精度可以獲得非常低的失真。

圖12顯示了使用4位、8位、16位和32位精度的四個數(shù)字生成的正弦波。顯然，使用4位精度導致的性能與圖5沒有太大區(qū)別，但使用更高的精度可以迅速改善這種情況。對于16位精度，生成具有如此低總諧波失真（THD）的模擬信號將很困難，而對于32位，THD超過-200 dB，因此無法與模擬電路匹配。此外，這些是數(shù)字生成的信號，因此它們是完全可重復的。一旦數(shù)據(jù)轉換為數(shù)字數(shù)據(jù)并進入FPGA，就不會增加額外的噪聲或漂移。

乘法器之后，低通濾波器去除任何高頻分量，輸出信號的同相和正交分量。由于等效噪聲帶寬僅為50 Hz，因此沒有理由以250 kSPS的原始采樣速率傳輸數(shù)據(jù)。低通濾波器可以包括一個抽取級，以降低輸出數(shù)據(jù)速率。最后一步是計算同相和正交分量輸入信號的幅度和相位。

圖 12.數(shù)值生成的正弦波具有不同的數(shù)值精度。

結論

埋在本底噪聲中的小低頻信號可能難以測量，但應用調制和鎖相放大器技術可以提供高精度測量。在最簡單的形式中，鎖相放大器可以是在兩個增益之間切換的運算放大器。雖然這不會帶來最低的噪聲性能，但與簡單的直流測量相比，該電路的簡單性和低成本使其具有吸引力。該電路的一個改進是使用正弦波基準和乘法器，但這在模擬域中實現(xiàn)可能具有挑戰(zhàn)性。為了獲得最終性能，請考慮使用低噪聲、高分辨率Σ-?ADC對輸入信號進行數(shù)字化處理，從而產生參考正弦波和數(shù)字域中的所有其他元件。

審核編輯：郭婷