IC芯片中的功耗

IC芯片中的功耗方面

芯片中的功耗

芯片的功耗可分為三大類。這些是：動態(tài)功率、短路損耗和泄漏功耗。下面將詳細討論這些類別及其組成部分。請注意，除非另有說明，以下描述僅適用于NMO——PMO也可以得到類似的解釋?！癕OS”通常指MOSFET和CMOS。

1.漏電功耗：如今，功耗的這一部分最受關(guān)注。并非所有泄漏消耗的成分都存在或主導(dǎo)四分之一微米及以上的節(jié)點，因此，它對總功耗的貢獻可以忽略不計。然而，隨著技術(shù)進步導(dǎo)致MOS的縮小，量子力學(xué)效應(yīng)開始出現(xiàn)，并導(dǎo)致許多這些泄漏電流組件。這是能量耗散的分量，它在很大程度上影響了芯片在待機操作中的操作，因為其他元件在此期間會卡住發(fā)揮。因此，要在芯片中實現(xiàn)低功耗目標，必須尋找可能發(fā)揮作用的各種泄漏元件來源。泄漏消耗的主要來源如下：

弱反轉(zhuǎn)電流/次閾值電流：MOS的亞閾值區(qū)域是VG工作的區(qū)域≈VT和VDS》0（在nMOS環(huán)境中）。在該區(qū)域，電壓不足以為MOS開始導(dǎo)電構(gòu)建完整的表面通道。然而，一些電子可能會獲得足夠的能量來從源頭穿越到漏極。此電流稱為亞閾值電流。該電流的近似值可以從下面的等式中理解：

圖1：各種漏電流

結(jié)反向偏置電流：在擴散區(qū)和基板邊界之間形成一些寄生二極管。這些寄生蟲傾向于將一些少數(shù)電流從漏極漂移到基質(zhì)。此外，在耗盡區(qū)域中產(chǎn)生的一些電子 - 空穴對有助于電流流向基板。這種凈電流被稱為結(jié)反向偏置電流。這種電流與摻雜密度有直接關(guān)系，并且往往隨著摻雜的增加而增加。

圖2：反向偏置PN結(jié)電流

漏極誘導(dǎo)勢壘降低（DIBL）：隨著漏極電壓的增加，它會影響發(fā)生局部電位積聚的漏極區(qū)域周圍的耗盡區(qū)域。這導(dǎo)致耗盡區(qū)域?qū)挾鹊脑黾雍团潘畢^(qū)域周圍表面電位的增加。在長通道MOS中，源與漏極有一定距離，對源區(qū)域沒有太大影響。因此，源和通道之間的電位不會改變。然而，隨著技術(shù)節(jié)點的縮小，漏極和源極之間的距離減小。因此，由于漏極處的電壓，源區(qū)也開始受到影響。這導(dǎo)致耗盡寬度的增加和耗盡通道源側(cè)附近表面電位的增加。因此，對于給定的柵極電位，電位勢壘降低，更多的電子開始從源側(cè)移動到漏極側(cè)。這稱為排水誘導(dǎo)的障礙降低。這導(dǎo)致由于載波可用性的提高而導(dǎo)致關(guān)斷電流的增加。

穿孔電流：穿通電流是DIBL的一種極端形式。當(dāng)漏極電壓超過一定水平時，耗盡區(qū)會延伸到阱中深處。結(jié)果，柵極電壓失去了對通過MOS的電流的控制，大量電流開始流過MOS。該電流與VDS（漏源極電壓）呈二次關(guān)系變化。這是決定MOS尺寸和氧化層厚度減小時工作電壓變化范圍的因素之一。隨著MOS縮小，源節(jié)點和漏節(jié)點之間的距離減小，因此，相同的VDS現(xiàn)在將在漏節(jié)點和源節(jié)點之間產(chǎn)生更大的電場。這種高電場可以誘導(dǎo)穿通電流。因此，隨著MOS尺寸的縮小，降低電源電壓變得至關(guān)重要。

柵極感應(yīng)漏極泄漏（GIDL）：假設(shè)漏極連接到電源，柵極連接到接地或負電源。這將導(dǎo)致在柵極下方的排水區(qū)域產(chǎn)生電場。此字段將在排水管中創(chuàng)建一個耗盡區(qū)域。這導(dǎo)致排水溝附近的場擁擠和高場效應(yīng)開始發(fā)生，例如雪崩倍增和帶隧道。結(jié)果，少數(shù)載流子在閘門下方的排水管中排放。由于基底處于較低電位，因此在排水耗盡區(qū)域附近積聚的少數(shù)載流子被掃到基底。該電流稱為柵極誘導(dǎo)漏極漏電流。該電流受施加的電壓和柵極氧化物厚度的高度影響。

柵極隧穿電流：隨著我們將技術(shù)縮小到深亞微米級，柵極下氧化物的厚度也會減小。在當(dāng)今的技術(shù)中，這是在1-2nm厚度的范圍內(nèi)。大量摻雜的通道和超薄氧化層在氧化區(qū)域產(chǎn)生非常高的電銼，約為MV/cm。因此，電流載體可以通過氧化物區(qū)域隧道傳輸，從而產(chǎn)生柵極電流。施加的電壓量越大，載流子通過氧化層隧道的機會就越大。該電流不僅相當(dāng)于柵極端子的泄漏電流，而且還會減少流經(jīng)漏極的電流。這可能會妨礙設(shè)備的性能。為了應(yīng)對這種電流，使用多硅柵極代替金屬柵極 。

短路功耗：這是器件功耗的另一個組成部分。當(dāng)電路輸入端發(fā)生邏輯變化時，它可能會改變其輸出狀態(tài)。在此轉(zhuǎn)換期間，某些MOS將從 OFF 狀態(tài)變?yōu)轱柡蜖顟B(tài)，而其他一些MOS將遵循相反的路徑。由于輸入在兩種邏輯狀態(tài)之間切換需要一些有限的時間，因此在此過渡階段，會出現(xiàn)一小段時間，其中NMOS和PMOS都在導(dǎo)電，并且它們都沒有處于OFF狀態(tài)。在此期間，一些電流流過它們，這被稱為短路電流。該電流不有助于任何內(nèi)部電容器（結(jié)、互連和擴散電容）充電，因此會導(dǎo)致純功率損耗。

考慮輸入A的低到高轉(zhuǎn)換。當(dāng)電平達到VTN時NMOS開始導(dǎo)通。此時，PMO仍處于導(dǎo)通狀態(tài)，直到輸入達到（VDD-|VTp |）水平，其中VTn和VTp分別是nMOS和PMO的閾值電壓。當(dāng)NMO或PMO進入截止階段時，傳導(dǎo)停止，短路電流路徑中斷。類似的路徑也適用于輸入的下降過渡，即當(dāng)nMOS仍在進行時，PMO被打開。如果輸入的上升和下降時間較高或負載電容較低，則該電流會變得相當(dāng)大。為了抵消這種損失，輸入上升和下降的延遲會減少，輸出端的電容會增加。

圖3：CMOS逆變器中的短路電流

動態(tài)能耗：動態(tài)能耗是由于輸入中的切換而導(dǎo)致單元切換的消耗。因此，這也被稱為開關(guān)能量。當(dāng)電池的狀態(tài)從邏輯高電平更改為邏輯低電平或反之亦然時，各種內(nèi)部電容器（結(jié)電容、互連電容和擴散電容）會相應(yīng)地充電或放電。從電源中汲取能量來為這些電容器充電，稱為動態(tài)功率。這種能耗曾經(jīng)是泄漏電流微不足道的技術(shù)中四分之一節(jié)點（250μm）技術(shù)中最主要的消耗。然而，隨著技術(shù)的縮減，功能電流減小，漏電元件增加數(shù)倍。但是，我們盡一切努力將開關(guān)功耗降至最低，以降低應(yīng)用的整體能耗。

圖4：CMOS電路中的開關(guān)電流

如果CMOS單元中的所有寄生電容都集中到負載電容中，那么，如果輸出電平從VDD變?yōu)榻拥?，則總能耗為CVDD2。其中，一半的能量存儲在負載電容器中，其余一半的能量被耗散。同樣，當(dāng)輸出改變回地面時，也會發(fā)生類似的能量耗散。因此，這種開關(guān)能耗與VDD和開關(guān)頻率直接相關(guān)。因此，降低電源電壓是降低動態(tài)功耗的一種方法。然而，VDD的減少會導(dǎo)致電池變慢，因此，有效地降低了操作的最大頻率。此外，頻率的降低會導(dǎo)致相同的操作需要更多的時間。平均開關(guān)能耗為：：Pav= f·C·V2其中，f是操作頻率。該功耗完全獨立于輸入和輸出信號的上升和下降時間。

開關(guān)能耗的另一個組成部分是由于動態(tài)危險和毛刺引起的損失。由于進入或進入電路內(nèi)部的各種輸入的路徑中的不平衡延遲，電路中可能會出現(xiàn)毛刺?？紤]電路，如下所示。

圖5：故障產(chǎn)生、電路和時序圖

考慮兩個輸入在邏輯上的情況，如VDD所示，并且信號A和B的轉(zhuǎn)換具有一定的延遲，如相鄰時序圖中所示。由于A和B到達之間的延遲不平衡，輸出信號Z在短時間內(nèi)被斷言為1。這種轉(zhuǎn)變被稱為小故障/危險。另一方面，如果A在斷言B之前下降，則輸出不會出現(xiàn)任何小故障，因為在斷言其他輸入之前，輸出和門的一個輸入會切換到零。因此，以這樣一種方式滿足時間要求，即消除或最小化此類故障。然而，在某些情況下，這種行為可能是有意停止電路中的競爭條件。為此，并非所有輸入都同時切換。在無法完全消除此類故障的情況下，可以在輸出端放置邏輯來吸收此類故障，以阻止其向以下邏輯的傳播，例如，在路徑中添加一些緩沖區(qū)來吸收此類故障，并平衡路徑的定時。

縱觀各種功耗源及其原因，隨著MOS擴展的推進，實現(xiàn)低功耗設(shè)計變得越來越具有挑戰(zhàn)性。當(dāng)我們跨越技術(shù)節(jié)點時，新的參與者開始在這個舞臺上扮演關(guān)鍵角色，為這個低功耗的故事帶來了新的轉(zhuǎn)折。我們的下一篇文章將討論實現(xiàn)低功耗設(shè)計所采用的各種步驟和方法。并非所有這些方法都可以用于特定設(shè)計;但是，人們可能必須走鋼絲才能平衡功率與性能。

來源：中深源科技

審核編輯 ：李倩