Olivier Guillemant

對于需要產(chǎn)生負(fù)電壓軌的應(yīng)用，可以考慮各種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如文章“產(chǎn)生負(fù)電壓的藝術(shù)”中所述。1但是，如果輸入和/或輸出端的絕對電壓可以超過24 V，并且所需的輸出電流可以達(dá)到幾安培，則電荷泵和負(fù)LDO穩(wěn)壓器由于其低電流能力而被丟棄，而其磁性元件的尺寸會導(dǎo)致反激式和?uk轉(zhuǎn)換器解決方案變得非常麻煩。因此，在這種情況下，反相降壓-升壓在高效率和小尺寸之間提供了最佳折衷方案。

然而，為了獲得這些好處，必須充分了解反相降壓-升壓拓?fù)湓?a href="http://ttokpm.com/v/tag/873/" target="_blank">高壓條件下的操作。在深入探討這些細(xì)節(jié)之前，我們將首先簡要回顧一下反相降壓-升壓拓?fù)?。然后，我們將比較反相降壓-升壓、降壓和升壓拓?fù)涞年P(guān)鍵電流路徑。

三種基本的非隔離拓?fù)?/p>

反相降壓-升壓屬于三種基本的非隔離開關(guān)拓?fù)?。這些拓?fù)涠加煽刂?a target="_blank">晶體管（通常是MOSFET）、二極管（可以是肖特基二極管或有源二極管——同步MOSFET）和作為儲能元件的功率電感器組成。這三個元素之間的公共連接稱為交換節(jié)點(diǎn)。功率電感相對于開關(guān)節(jié)點(diǎn)的位置決定了拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

如果線圈位于開關(guān)節(jié)點(diǎn)和輸出之間，我們得到DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器，在本文的其余部分我們簡單地稱之為降壓。或者，將線圈定位在輸入和開關(guān)節(jié)點(diǎn)之間，即可創(chuàng)建DC-DC升壓轉(zhuǎn)換器，此處稱為升壓。最后，DC-DC反相降壓-升壓包括將線圈放置在開關(guān)節(jié)點(diǎn)和地（GND）之間。

在每個開關(guān)周期內(nèi)，甚至在連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）下，所有三種拓?fù)涠及媾R電流快速變化的元件和PCB走線，導(dǎo)致圖1c、圖2c和圖3c中突出顯示的噪聲轉(zhuǎn)換。通過保持熱回路較小，可以減少電路輻射的電磁干擾（EMI）。在這個階段，值得一提的是，熱回路不一定是電流循環(huán)的物理回路。實(shí)際上，對于圖1、圖2和圖3中突出顯示的相應(yīng)環(huán)路，對于形成熱回路的紅色和藍(lán)色突出顯示的組件和軌道，急劇的電流轉(zhuǎn)換不會在同一方向上發(fā)生。

圖1.屬于在 CCM 中運(yùn)行的熱回路降壓轉(zhuǎn)換器的組件和軌道。

圖2.屬于在 CCM 中運(yùn)行的熱回路升壓轉(zhuǎn)換器的組件和軌道。

圖3.屬于熱回路的元件和軌道——在 CCM 中工作的反相降壓-升壓。

對于在圖3所示的CCM中工作的反相降壓-升壓，熱回路由C公司、Q1 和 D1。與降壓和升壓拓?fù)涞臒峄芈废啾?，反相降?升壓的熱回路包含位于輸入側(cè)和輸出側(cè)的元件。在這些元件中，當(dāng)控制MOSFET導(dǎo)通時，二極管（如果使用同步MOSFET，則為體二極管）的反向恢復(fù)產(chǎn)生最高的di/dt和EMI。由于需要全面的布局概念來控制來自這兩側(cè)的輻射EMI，因此您最不希望的就是通過低估反相降壓-升壓在高輸入和/或輸出電壓條件下所需的電感，通過過大的線圈電流紋波產(chǎn)生額外的輻射EMI。對于依靠對升壓拓?fù)涞氖煜碚{(diào)整反相降壓-升壓電路電感的工程師來說，存在這種風(fēng)險，正如我們現(xiàn)在通過比較兩種拓?fù)渌吹降哪菢印?/p>

高電壓反相降壓-升壓的設(shè)計考慮因素

升壓和反相降壓-升壓均可產(chǎn)生幅度高于輸入電壓的絕對輸出電壓。然而，兩種拓?fù)渲g存在相關(guān)差異，可以通過它們各自的占空比在CCM中突出顯示，如公式1和公式2所示。請注意，這些是一階近似值，未考慮肖特基二極管和功率MOSFET的壓降等效應(yīng)。

這些占空比隨|變化的一階近似V外|和 V在= 12 V繪制在圖4的左側(cè)。此外，假設(shè)在這兩種情況下開關(guān)頻率（f西 南部） 為 1 MHz，功率線圈的電感為 1 μH，線圈電流紋波隨 V 的變化外在圖4的右側(cè)獲得。

圖4.占空比和線圈電流紋波與|的關(guān)系V外|在 V在= 12 V，用于反相降壓-升壓和升壓。

我們在圖4中觀察到，反相降壓-升壓的占空比將在低得多的|超過50%V外|比升壓：分別為 12 V 和 24 V。參考圖5可以理解。

在升壓的情況下，電感位于輸入和輸出之間的路徑中。因此，電壓通過功率電感（VL） 加起來為 V在提供所需的 V外.但是，對于反相降壓-升壓，VL是實(shí)現(xiàn)輸出電壓的唯一因素。在這種情況下，功率電感必須為輸出提供更多的能量，這就解釋了為什么占空比已經(jīng)達(dá)到50%，而|V外|.

圖5.線圈定位對獲得的輸出電壓的影響。

我們可以重新表述這一觀察結(jié)果，說明，作為比率|V外|/V在減小時，反相降壓-升壓的占空比下降速度要慢得多。這是設(shè)計過程中要考慮的一個重要因素，參考圖6可以更好地理解其影響，其中重新繪制了占空比和線圈電流紋波的一階近似值，但這次與V的關(guān)系。在.

圖6.占空比和線圈電流紋波與 V 的關(guān)系在在|V外|= 48 V，用于反相降壓-升壓和升壓。

如圖6所示，線圈電流紋波（ΔIL）與VIN和D成正比。在升壓的情況下，當(dāng)VIN高于VOUT的一半時，占空比的下降速度快于VIN增加的速度，從VIN = 24 V時的50%下降到VIN = 42 V時的四分之一，如圖6左圖的藍(lán)色曲線。因此，對于圖6右圖所示的升壓，VIN高于24 V時，ΔIL會迅速下降。

然而，對于反相降壓-升壓，我們之前在圖4中看到，當(dāng)|V外|/V在減少或，換句話說，當(dāng) V在固定|的增加V外|.這可以從圖6左圖的綠色曲線中看到，其中占空比僅損失25%，當(dāng)V時在從 62 V 增加到 5 V，增加了 48.78%。由于D的減少不能補(bǔ)償V的增加在，線圈電流紋波隨V顯著增加在，如圖 6 右圖的綠色曲線所示。

總體而言，與升壓相比，反相降壓-升壓在高壓條件下可能面臨的更高線圈電流紋波解釋了為什么前一種拓?fù)湓谙嗤瑮l件下工作時需要更高的線圈值西 南部.讓我們在圖 7 的幫助下在具體案例中使用這些知識，圖 <> 也基于一階近似。

圖7.VOUT = –12 V 和 –150 V 時占空比和線圈電流紋波與 VIN 的關(guān)系，用于反相降壓-升壓。

具有寬輸入電壓范圍和高輸出電流的應(yīng)用

假設(shè)VIN = 7 V至72 V，VOUT = –12 V（5 A時）的應(yīng)用?？紤]到高輸出電流，我們選擇同步控制器 （LTC3896） 來實(shí)現(xiàn)高效率。

選擇電感

在 CCM 中工作 LTC3896 時，建議將 ΔIL 保持在 IOUT，MAX 的 30% 和 70% 之間，對于我們的示例，為 5 A。因此，我們希望在整個輸入電壓范圍內(nèi)設(shè)計1.5 A至3.5 A之間的ΔIL。此外，保持在IOUT，MAX的30%和70%之間的推薦范圍內(nèi)意味著我們只能承受輸入電壓范圍內(nèi)最高和最低電流紋波之間高達(dá)2.33的比率，即70%除以30%。對于拓?fù)洌ㄈ绶聪嘟祲?升壓）來說，這不是一項(xiàng)微不足道的任務(wù)，如前所述，其中ΔIL隨VIN而顯著變化。

參考圖7，當(dāng)使用fSW = 1 MHz和L = 1 μH時，線圈電流紋波將在4.42 A和10.29 A之間變化，這太多了。為了將最低 ΔIL 定位到我們推薦的下限 1.5 A 或 IOUT，MAX 的 30%，我們需要將現(xiàn)有值 4.42 A 降低三倍。這可以通過在FREQ引腳上使用47.5 kΩ電阻將fSW設(shè)置為300 kHz并選擇10 μH電感來實(shí)現(xiàn)。實(shí)際上，這會將ΔIL縮?。? μH × 1 MHz）/（300 kHz×10 μH）= 1/3。

由于這種縮放，線圈電流紋波（ΔIL） 現(xiàn)在應(yīng)該在大約 1.5 A 和 3.4 A 之間變化（在 I 的 30% 到 68% 之間）出，最大），在整個輸入電壓范圍內(nèi)，剛好在推薦范圍內(nèi)。我們獲得了LTC3896數(shù)據(jù)手冊最后一頁提供的電路，如圖8所示。

圖8.LTC3896 電路，具有 V在= 7 V 至 72 V， V外–= –12 V 和 f西 南部= 300 kHz。

使用LTspice驗(yàn)證我們的電感選擇

關(guān)于線圈電流紋波，通過仿真采用LTspice的同一LTC3896電路可以獲得更準(zhǔn)確的值，如圖9所示。在圖 10 中，ΔIL在 V 處分別等于約 1.45 A 和 3.5 A在= 7 V和72 V，這與之前借助圖7提取的一階近似值和f的縮放一致西 南部和L.請注意，圖10中探測的線圈電流在流向R時被認(rèn)為是正的意義.

LTspice仿真的另一個好處是確定工作期間面臨的峰值線圈電流，該電流是在7 V的最低輸入電壓下獲得的。如圖10所示，我們的應(yīng)用將面臨接近15.4 A的峰值線圈電流。通過了解該值，可以選擇具有足夠高額定電流的功率電感器。

圖9.LTC3896電路采用LTspice進(jìn)行仿真。

圖 10.測量 ΔIL在 V在= 7 V和72 V，并使用先前的LTspice電路提取峰值線圈電流。

采用更高輸出電壓進(jìn)行設(shè)計

如果我們回到圖7，還為V的假設(shè)情況提供了電流紋波值在范圍為 12 V 至 40 V 和 A V外等于 –150 V。

第一個評論是，對于更高的V，電流紋波明顯變高外當(dāng)保持相同的 f 時西 南部和L.如此高的δiL通常是不可接受的，因此，與前面的例子相比，我們必須應(yīng)用更高的縮小系數(shù)，這意味著相同的電感更高西 南部.

第二句話是指ΔI的變化L在整個輸入電壓范圍內(nèi)。對于前面的 V 示例外= –12 V， δiL從最低到最高紋波僅增加了約2.33，輸入電壓增加了十倍以上。對于本案，V外= –150 V， δiL從最低到最高電流紋波已經(jīng)增加了 2.85，盡管輸入電壓從 3 V 到 33 V 僅增加了 12.40 倍。

幸運(yùn)的是，這樣的挑戰(zhàn)只存在于CCM中。在非連續(xù)導(dǎo)通模式 （DCM） 下，IOUT（最大值）的 30% 至 70% 等限制不再適用。無論如何，在IOUT（MAX） = 5 A時將VIN = 12 V轉(zhuǎn)換為VOUT = –150 V太費(fèi)力了。在任何情況下，當(dāng)需要這種電壓轉(zhuǎn)換時，輸出電流要求通常較低，這意味著我們在DCM中工作。例如，LTC3863數(shù)據(jù)手冊最后一頁的電路就是這種情況，如圖11所示。

由于 DC 電流較低，因此使用 LTC3863 等異步控制器足以在這些條件下提供可接受的效率。對于這種采用 DCM 的 LTC3863 設(shè)計，與 LTspice 一起提供的 LTC3863 電路是優(yōu)化線圈選擇的好工具。

圖 11.具有 V 的 LTC3863 電路在= 12 V 至 40 V， V外- = –150 V 和 f西 南部= 320 kHz。

結(jié)論

反相降壓-升壓拓?fù)涞臒峄芈钒ㄎ挥谳斎雮?cè)和輸出側(cè)的元件，使其布局比降壓和升壓拓?fù)涓y實(shí)現(xiàn)。

雖然與升壓有一些類比，但在類似的應(yīng)用條件下，反相降壓-升壓面臨更大的電流紋波，因?yàn)樗木€圈構(gòu)成了輸出的唯一能量來源（如果我們忽略輸出電容）。

對于具有高輸入和/或輸出電壓的反相降壓-升壓應(yīng)用，線圈電流紋波可能更高。為了控制它，與升壓拓?fù)湎啾?，使用更高的電感值。使用一個實(shí)際示例來演示如何根據(jù)應(yīng)用條件快速調(diào)整電感。

審核編輯：郭婷