快速軌到軌運(yùn)算放大器緩解低壓高速系統(tǒng)的設(shè)計限制

Eamon Nash

向低電源電壓的轉(zhuǎn)變是由系統(tǒng)消耗越來越少的功率的需求以及減少系統(tǒng)中電源電壓數(shù)量的愿望所驅(qū)動的。降低電源電壓和減少電源數(shù)量具有明顯的優(yōu)勢。其中一個優(yōu)點(diǎn)是降低系統(tǒng)功耗。這還有節(jié)省空間的額外好處。降低總體功耗具有剩余的好處，因?yàn)橄到y(tǒng)中可能不再需要冷卻風(fēng)扇。

然而，由于傳統(tǒng)的±15 V和±12 V系統(tǒng)電源電壓讓位于±5 V的較低雙極性電源以及+5 V和+3.3 V的單電源，電路設(shè)計人員有必要明白，在這種新環(huán)境中進(jìn)行設(shè)計不僅僅是尋找指定在較低電壓下工作的元件的問題。并非所有過去使用的設(shè)計原則都可以直接轉(zhuǎn)化為較低的電壓環(huán)境。

將電源電壓降低到典型的運(yùn)算放大器具有許多影響。顯然，輸入和輸出端的信號擺幅都減小了。信號和電源軌之間所需的裕量（傳統(tǒng)放大器中通常為1 V至2 V）對于±15 V電源來說不太重要，現(xiàn)在大大降低了可用信號范圍。雖然這種降低通常不會增加系統(tǒng)中的噪聲水平，但信噪比會降低。由于設(shè)計人員不能再使用增加電源電壓和信號擺幅等技術(shù)來“淹沒”噪聲水平，因此必須更加關(guān)注系統(tǒng)中的噪聲水平。

帶寬和壓擺率都會隨著電源的下降而降低。但是，應(yīng)該注意的是，較小的信號擺幅需要較低的壓擺率才能保持相同的帶寬。在選擇運(yùn)算放大器時，必須仔細(xì)研究數(shù)據(jù)手冊。數(shù)據(jù)手冊規(guī)格列出了不同電源條件（例如±5 V、+5 V和+3 V）下的壓擺率和帶寬以及相應(yīng)的負(fù)載條件，在這里非常有用且必要。

軌到軌放大器被視為解決電源電壓降低困境的解決方案。術(shù)語軌到軌雖然沒有確切定義，但是指輸入和/或輸出可以擺動接近兩個軌的器件。該定義沒有給出“接近兩個鋼軌”的確切值，也沒有指定必須保持軌到軌性能的負(fù)載條件。軌到軌運(yùn)算放大器是單電源運(yùn)算放大器的一個子集，單電源運(yùn)算放大器是在單電源軌上工作的器件。單電源運(yùn)算放大器的輸入和輸出可能接近或可能無法接近供電軌。為了成功與軌到軌和單電源運(yùn)算放大器配合使用，必須對一些常用的輸出級有基本的了解。

圖1顯示了兩個典型的高速運(yùn)算放大器輸出級。發(fā)射極-跟隨器級廣泛用于低失真運(yùn)算放大器。其輸出電壓擺幅被限制在略大于電源軌的一個二極管壓降。實(shí)際上，裕量更接近1 V。為了在高頻下保持低失真，可能需要更大的裕量，從而進(jìn)一步降低可用的峰峰值擺幅。增加一個以負(fù)電源軌為基準(zhǔn)的外部負(fù)載電阻（通常為50 Ω至500 Ω）（在單電源應(yīng)用中為地）可提供輸出的下拉路徑。這與NPN和PNP晶體管基極的偏置相結(jié)合，允許PNP晶體管關(guān)閉。這允許將輸出拉近負(fù)電源軌，從而使輸出級的行為與簡單的NPN跟隨器非常相似。這僅允許電壓接近負(fù)軌。負(fù)載電阻必須以正電源為基準(zhǔn)，以使輸出電壓接近正電源軌。這種配置的另一個潛在缺點(diǎn)是，當(dāng)信號擺幅大于幾百毫伏時，負(fù)載電流會消耗大。例如，如果需要50 V p-p擺幅，則使用40 Ω下拉電阻將從運(yùn)算放大器吸收2 mA電流。

圖1.通用運(yùn)算放大器輸出級

所示的共發(fā)射極級允許輸出擺動至晶體管飽和電壓V以內(nèi)中國經(jīng)社衛(wèi)星，兩個軌道。對于少量負(fù)載電流（小于100 μA），飽和電壓可能低至5 mV至20 mV;但對于更高的負(fù)載電流，飽和電壓可能會增加到幾百毫伏（例如，500 mA 時為 50 mV）。這種類型的輸出級比發(fā)射極跟隨級具有更高的開環(huán)輸出阻抗，并且在驅(qū)動閃光轉(zhuǎn)換器等非線性負(fù)載時更容易失真。但重要的是，不要孤立地看待開環(huán)輸出阻抗。閉環(huán)輸出阻抗，Zo，由公式給出

其中 Zo是開環(huán)輸出阻抗，AO是開環(huán)增益，β是反饋因子（aoβ通常稱為環(huán)路增益）。因此，例如100 dB的大開環(huán)增益將使作為單位增益緩沖器連接的運(yùn)算放大器的輸出阻抗降低100，000倍。隨著頻率的增加，開環(huán)增益的減小將導(dǎo)致輸出阻抗增加。

盡管軌到軌放大器通常擺幅可達(dá)電源的幾十毫伏以內(nèi)，但失真和信號擺幅之間通常需要權(quán)衡。運(yùn)算放大器的數(shù)據(jù)手冊通常規(guī)定輸出信號未達(dá)到完整可用電壓范圍時的最佳失真。當(dāng)信號電平接近電源軌的幾百毫伏以內(nèi)時，失真性能會顯著下降。在具有共發(fā)射極輸出級的軌到軌運(yùn)算放大器中，當(dāng)每個供電軌的信到軌裕量約為500 mV時，會出現(xiàn)最佳的失真/信號電平權(quán)衡。這是一個概括，最佳值也將取決于載荷。

除了使用軌到軌放大器外，還有許多技術(shù)可用于增加信號擺幅，而不必增加電源電平。差分驅(qū)動電路可以更有效地利用可用電壓范圍。升壓變壓器可以將電壓提高到任意高電平，但代價是驅(qū)動放大器的輸出電流增加。以下常見高速應(yīng)用集旨在說明設(shè)計低壓模擬電路所涉及的挑戰(zhàn)，并特別探討使用軌到軌運(yùn)算放大器時獲得最佳性能所涉及的技術(shù)。

驅(qū)動高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器

雖然大多數(shù)現(xiàn)代高速ADC采用單電源供電，但它們?nèi)匀蛔畛Ｓ糜诰哂须p極性電源的信號鏈。由于單電源ADC的靜態(tài)電流通常低于雙電源ADC，因此這一趨勢背后的主要推動力是節(jié)省的功耗。

雙極性信號在施加到單電源ADC之前通常需要某種形式的電平轉(zhuǎn)換。由于ADC的安全輸入電壓通常不應(yīng)超過電源電壓幾百毫伏，因此必須考慮在雙電源環(huán)境中保護(hù)單電源器件。

圖2顯示了一個由8 MHz箝位放大器驅(qū)動的125位240 MSPS閃存轉(zhuǎn)換器。該ADC采用ECL邏輯，采用–5.2 V單電源供電。輸入電壓擺幅為2 V（–1 V±1 V）。該器件的絕對最大額定值規(guī)定安全輸入電壓范圍介于 –V 之間S和 +0.5 V。雖然選擇軌到軌放大器采用同一單電源供電本身可以保護(hù)ADC免受過壓影響，但在本例中，采用雙極性電源為運(yùn)算放大器供電更為合適。

圖2.AD9002，8位、125 MSPS閃存轉(zhuǎn)換器

盡管采用–5.2 V單電源供電的軌到軌放大器能夠擺動大部分至地電位，但隨著電壓接近供電軌，信號失真往往會顯著降低。更合理的方法是使用雙極性電源為運(yùn)算放大器供電，以便在信號和供電軌之間留出大量裕量（正側(cè)5 V，負(fù)側(cè)3 V）。

使用兩個電阻分壓器，運(yùn)算放大器折合到輸入端的箝位電壓設(shè)置為比正常最大輸入電壓高±0.55 V或50 mV。為了將±0.5 V輸入電壓映射到ADC的0 V至–2 V輸入范圍，運(yùn)算放大器提供2增益，并使用+5.1 V基準(zhǔn)電壓源提供–<> V電平轉(zhuǎn)換1.折合到輸出端的箝位電壓轉(zhuǎn)換為+0.1 V和–2.1 V。1N5712肖特基二極管在上電期間提供額外保護(hù)，實(shí)際上可將ADC輸入端的最大電壓保持在約+0.3 V。與運(yùn)算放大器輸出串聯(lián)的50 Ω電阻可限制過壓期間通過二極管的電流，并將輸出級與閃光ADC的信號相關(guān)容性負(fù)載隔離開來2最大值為 22 pF。–2.1 V的負(fù)箝位電平雖然不是保護(hù)轉(zhuǎn)換器所必需的，但可防止模擬輸入過負(fù)過驅(qū)。

除了提供必要的信號調(diào)理之外，也許比提供必要的信號調(diào)理更重要的是，驅(qū)動放大器必須提供一個低阻抗源，而不會降低ADC的動態(tài)能力。ADC的信噪比加失真（S/（N+D）或SINAD）曲線通常應(yīng)用作驅(qū)動放大器的首選標(biāo)準(zhǔn)。該曲線應(yīng)與運(yùn)算放大器的總諧波失真加噪聲（THD+N）進(jìn)行比較。在這里，同類與同類的比較很重要，兩種測量都應(yīng)參考與實(shí)際電路中使用的信號電平、電源電壓和偏置條件相似。放大器的負(fù)載條件也應(yīng)與ADC提供的負(fù)載條件相似。作為一般規(guī)則，為了防止運(yùn)算放大器降低ADC的動態(tài)性能，在最高信號頻率下，其THD+N應(yīng)比ADC的S/（N+D）好6 dB至10 dB3（通常但不總是ADC的奈奎斯特頻率）。在某些應(yīng)用中，例如頻譜分析，低失真可能比低噪聲更重要。在這種情況下，將運(yùn)算放大器的THD與ADC的失真（通常指定為無雜散動態(tài)范圍或SFDR）進(jìn)行比較更有意義。同樣，選擇失真比ADC好6 dB至10 dB的運(yùn)算放大器是合適的。

當(dāng)ADC的輸入阻抗固定且在轉(zhuǎn)換過程中不會改變時，可以使用此選擇標(biāo)準(zhǔn)。采用雙極性工藝設(shè)計的ADC通常就是這種情況。另一方面，采用CMOS工藝設(shè)計的ADC通常將采樣保持開關(guān)直接連接到模擬輸入。這在轉(zhuǎn)換過程中會產(chǎn)生瞬態(tài)電流，外部驅(qū)動電路必須能夠提供這些電流。除此之外，CMOS開關(guān)的（相對較低的）導(dǎo)通阻抗還具有一定的信號依賴性。因此，ADC的模擬輸入可能表現(xiàn)出與信號電平相關(guān)的輸入阻抗，從而導(dǎo)致失真。

圖3所示為一個12位10 MSPS單電源CMOS ADC，由差分放大器驅(qū)動，差分放大器使用單電源雙通道運(yùn)算放大器創(chuàng)建。ADC的輸入級為差分采樣保持電路。以采樣頻率打開和關(guān)閉的開關(guān)以跟蹤模式顯示。電容表示為 C?C針約為16 pF，代表開關(guān)和輸入引腳的組合雜散電容。CS和 CH分別表示采樣電容和保持電容。在跟蹤模式下，差分輸入電壓施加到CS電容器。當(dāng)它進(jìn)入保持模式時，這些電容器上的電壓被轉(zhuǎn)移到保持電容器。

圖3.驅(qū)動單電源、差分輸入ADC，采用單端至差分運(yùn)算放大器配置

ADC的輸入范圍通過引腳搭接設(shè)置為2 V峰峰值。差分驅(qū)動放大器設(shè)置2.5 V共模電壓。從信號失真的角度來看，這是最佳配置，原因有很多。

在真正使用單個電源工作的系統(tǒng)中，通常很難保持從電源到ADC的直流耦合。在這樣的系統(tǒng)中，通常會創(chuàng)建一個虛擬接地，通常位于軌道之間的中間。這就提出了單電源ADC的最佳輸入電壓范圍問題。乍一看，似乎需要零伏參考輸入。但實(shí)際上，這對ADC及其驅(qū)動放大器都造成了一些嚴(yán)格的限制，因?yàn)閮烧叨急仨氃? V或接近<> V時保持完全線性度和低失真。

ADC和運(yùn)算放大器的更優(yōu)化電壓范圍是既不包括接地也不包括正電源。以 V 為中心的范圍S/2通常是最佳的。例如，以+2.2 V為中心的5 V p-p輸入范圍以+1.5 V和+3.5 V為界。如果針對中間電平偏置條件規(guī)定了單電源運(yùn)算放大器的動態(tài)規(guī)格，則可以進(jìn)行直接規(guī)格比較，以幫助實(shí)現(xiàn)適當(dāng)?shù)倪\(yùn)算放大器ADC匹配。但是，單電源ADC的偏置點(diǎn)與理想V有較大偏移。S/2，運(yùn)算放大器的失真和其他動態(tài)規(guī)格可能會降低。

在所示示例中，差分放大器的增益為24，將±0.5 V單端信號轉(zhuǎn)換為共模電平為+2.2 V的5 V峰峰值差分信號。但是，每個運(yùn)算放大器只需要在2 V至3 V范圍內(nèi)擺幅（即2.5 V±0.5 V）。這種對信號范圍的高效利用使運(yùn)算放大器失真降至最低，因?yàn)槊總€供電軌的裕量相對較大，為2 V。該方案對轉(zhuǎn)換器也有好處。如前所述，當(dāng)輸入電壓處于中間電源時，ADC的CMOS采樣開關(guān)的導(dǎo)通電阻最小。最小化每個輸入端的電壓變化可降低開關(guān)的信號相關(guān)阻抗變化，并限制由此產(chǎn)生的失真。

該ADC還可以配置為接受5 V峰峰值輸入電壓范圍，包括單端或差分。使用所示的5 V峰峰值差分輸入范圍的配置，驅(qū)動放大器需要在1.25 V至3.75 V范圍內(nèi)擺幅。這仍會給兩個電源留下 1.25 V 的裕量。選擇更大的輸入范圍可優(yōu)化直流線性度和信噪比。信號范圍增加會導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器失真略有下降。

從安全角度來看，單電源信號鏈中的箝位輸入電壓問題不太重要，因?yàn)榉糯笃骱虯DC通常由同一電源供電。但是，某些ADC上的模擬輸入具有小于電源電壓的絕對最大額定值。在這些情況下，必須再次解決通過箝位進(jìn)行輸入保護(hù)的問題。

線路驅(qū)動器

差分增益和差分相位規(guī)格表示小信號的增益和相位隨疊加的大信號幅度的變化而變化。雖然這些規(guī)格主要取決于放大器架構(gòu)，但信號和電源之間的裕量會影響運(yùn)算放大器的差分增益和相位性能。因此，盡管復(fù)合視頻信號的最大電平通常在1 V至2 V范圍內(nèi)，但復(fù)合視頻線路驅(qū)動器過去傾向于使用±12 V和±15 V電源運(yùn)行。為了節(jié)省功耗，設(shè)計人員再也無法承受信號和電源之間大量裕量的奢侈。

圖4顯示了一個高性能視頻線路驅(qū)動器，它具有可選的分配放大器功能。運(yùn)算放大器級以75的增益工作，通過75 Ω反向端接驅(qū)動一對<> Ω輸出線。V輸出1和 V輸出2因此是V的單獨(dú)隔離/緩沖單位增益版本在.由于總端接增益為單位，該電路可用作低失真緩沖器或視頻分配放大器。

圖4.具有可選視頻分發(fā)功能的傳統(tǒng)高質(zhì)量視頻線路驅(qū)動器

如圖所示，使用運(yùn)算放大器AD811，采用±15 V電源供電，電路的–3 dB帶寬為120 MHz，差分增益/相位為0.01%/0.01°，單線驅(qū)動（RL= 150 ?).驅(qū)動兩條線路時，增益誤差基本相同，而相位誤差上升到約0.04°。采用±0 V電源時，該電路的增益平坦度在1.35 dB至15 MHz范圍內(nèi)。正如預(yù)期的那樣，較低的電源確實(shí)會降低一些性能，但在±0 V電源下，差分相位仍小于18.5°。–3 dB點(diǎn)降至80 MHz，0.1 dB增益平坦度維持至25 MHz。

本例使用AD811，說明了電源從±15 V降至±5 V時差分增益和相位下降的程度。AD8001等更現(xiàn)代的放大器僅額定工作電壓為±5 V。該放大器具有更高的帶寬和0.1 dB增益平坦度，幾乎等于AD15的±811 V差分增益和相位規(guī)格，功耗更低。

為了獲得最佳精度和穩(wěn)定性，建議使用金屬膜電阻器類型。還建議進(jìn)行重度解耦。至少應(yīng)在器件電源引腳上使用本地低電感/低 ESR RF 旁路電容，如 C1/C2 所示。這些是0.1 μF表面貼裝芯片（或其他低電感類型）。驅(qū)動高峰值電流負(fù)載時，這些高頻旁路應(yīng)通過局部、短引線/大值、低 ESR 電解（如 C3/C4 所示）進(jìn)行增強(qiáng)，范圍為 47 μF 至 100 μF。這些電容器將承載瞬態(tài)電流，可以是鉭或額定高頻的鋁類型（即開關(guān)電源類型）。

圖5所示為單電源增益為<>個復(fù)合視頻線路驅(qū)動器的原理圖。由于復(fù)合視頻信號的同步端延伸到地電位以下，因此輸入必須進(jìn)行交流耦合和電平正移。設(shè)置最佳偏置點(diǎn)需要了解復(fù)合視頻信號的性質(zhì)以及所用運(yùn)算放大器的視頻性能。

圖5.交流耦合單電源復(fù)合視頻線路驅(qū)動器

交流耦合后，有界峰峰值幅度的信號在占空比中變化，需要比峰峰值幅度更大的動態(tài)擺幅能力。最壞的情況是，所需的動態(tài)信號擺幅將接近峰峰值的兩倍。這兩種邊界情況適用于占空比大多較低，但偶爾會升高，反之亦然。復(fù)合視頻的要求并不高。一個邊界極端是整個幀大部分為黑色的信號，但每幀至少有一個白色（全強(qiáng)度）最小寬度尖峰一次。另一個極端是到處都是全白的視頻信號。這種信號的消隱間隔和同步尖端將具有負(fù)向偏移，符合復(fù)合視頻規(guī)范。水平和垂直消隱間隔的組合將這種信號限制在大約 75% 的時間內(nèi)處于最高電平（白色）。

由于這兩個極端之間的占空比變化，交流耦合的2 V p-p復(fù)合視頻信號需要大約3.2 V的動態(tài)電壓擺幅以避免削波。

一些電路使用同步頭箝位和耦合器將同步頭保持在相對恒定的水平，以降低所需的動態(tài)信號擺幅。但是，這些電路可能會有同步尖端壓縮等偽影，除非它們由輸出阻抗非常低的源驅(qū)動。

由于所示電路使用帶軌到軌輸出級的運(yùn)算放大器，因此具有充足的信號擺幅能力，無需使用同步尖端箝位即可處理所需的動態(tài)范圍。作為測試，在電源變化時測量差分增益和相位。當(dāng)較低電源升高以接近視頻信號時，要觀察到的第一個效應(yīng)是，在差分增益和相位受到不利影響之前，同步尖端被壓縮。當(dāng)上部電源降低以接近視頻信號時，差分增益和相位不會受到顯著不利影響，直到峰值視頻輸出與電源之差達(dá)到0.6 V。

考慮到該測試，發(fā)現(xiàn)同相輸入偏置的最佳點(diǎn)是2.2 V dc。此時工作時，最差情況下的差分增益和相位分別測量為0.06%和0.06°。

電路中使用的交流耦合電容乍一看似乎相當(dāng)大。復(fù)合視頻信號的較低頻帶邊沿為 30 Hz。各個交流耦合點(diǎn)的電阻，特別是在輸出端，都非常小。為了最小化相移和基線傾斜，需要大值電容器。對于不是最高質(zhì)量的視頻系統(tǒng)性能，這些電容器的值可以降低多達(dá)五倍，而圖像質(zhì)量只有輕微的變化。

如果輸出信號的電壓擺幅需要接近地電位，則直流耦合單電源線路驅(qū)動器將面臨挑戰(zhàn)。這是因?yàn)樾盘柺д骐S著輸出電壓接近地電位而增加。例如，AD8031擺幅靠近兩個供電軌。但是，當(dāng)信號在電源之間具有共模電平時，以及每個電源軌的裕量約為500 mV時，可實(shí)現(xiàn)最低失真性能。如果在單電源應(yīng)用中需要擺幅接近地電位的信號的低失真，則可以在運(yùn)算放大器輸出端使用發(fā)射極跟隨器電路。

圖6所示為配置為直流耦合單電源增益為8031的線路驅(qū)動器的AD2。當(dāng)輸出驅(qū)動反向端接50 Ω線路時，V的總增益在到 V外是團(tuán)結(jié)。除了最大限度地減少反射外，50 Ω背面端接電阻器還可以在電纜短路時保護(hù)晶體管免受損壞。發(fā)射極跟隨器位于反饋環(huán)路內(nèi)，確保AD8031的輸出電壓保持在地電壓以上約700 mV。使用該電路，即使輸出信號擺幅在地50 mV以內(nèi)，也可以實(shí)現(xiàn)極低的失真。該電路在500 kHz和2 MHz下進(jìn)行了測試。 圖7和圖8顯示了500 kHz時的輸出信號擺幅和頻譜。在此頻率下，輸出信號（在 V外），峰峰值擺幅為1.95 V（50 mV至2 V），THD為–68 dB。

圖6.用于單電源接地參考信號的低失真線路驅(qū)動器

圖9和圖10顯示了2 MHz時的輸出信號擺幅和頻譜。正如預(yù)期的那樣，在較高頻率下，信號質(zhì)量會有所下降。當(dāng)輸出信號的峰峰值擺幅為1.45 V（擺幅從50 mV到1.5 V）時，THD為–55 dB。

圖7.500 kHz時低失真線路驅(qū)動器的輸出信號擺幅

圖8.500 kHz 時低失真線路驅(qū)動器的 THD

圖9.2 MHz時低失真線路驅(qū)動器的輸出信號擺幅

圖 10.2 MHz時低失真線路驅(qū)動器的THD

該電路還可用于驅(qū)動單電源高速ADC的模擬輸入，其輸入電壓范圍以地為基準(zhǔn)（例如，0 V至2 V或0 V至4 V）。在這種情況下，不需要反向端接電阻（假設(shè)晶體管到ADC的物理距離較短）。因此，外部晶體管的發(fā)射極將直接連接到ADC輸入。因此，電路的可用輸出電壓擺幅將加倍。

有源濾波器

傳統(tǒng)上，在設(shè)計高速有源濾波器時，設(shè)計人員可以選擇增益帶寬積（GBP）遠(yuǎn)高于濾波器轉(zhuǎn)折頻率的放大器。此外，±15 V或±12 V的電源電壓意味著信號到軌裕量可以保持相當(dāng)大。這使得放大器至少從帶寬和信號擺幅的角度來看，被視為一個理想的元件。低功耗電源的出現(xiàn)通常會降低帶寬和壓擺率，再加上希望最大化信號范圍，這意味著在許多情況下，濾波器的轉(zhuǎn)折頻率與濾波器中放大器的實(shí)際帶寬之間的差異不再像以前那樣相差。在為有源濾波器設(shè)計選擇運(yùn)算放大器時，必須事先計算放大器在電路中表現(xiàn)出的帶寬和相移，前提是電源電平、所需的信號擺幅和所需的負(fù)載條件。在考慮信號擺幅時，還必須考慮電路內(nèi)部節(jié)點(diǎn)上的信號電平，而不僅僅是輸入和輸出電平。在Qs大于0.707的濾波器中，響應(yīng)中會出現(xiàn)峰值。峰值電平必須考慮濾波器的動態(tài)范圍，以免發(fā)生削波。

許多現(xiàn)代高速運(yùn)算放大器都具有電流反饋拓?fù)?。電流反饋放大器反饋環(huán)路中的電容通常會導(dǎo)致其變得不穩(wěn)定。因此，電流反饋放大器通常不能用于將運(yùn)算放大器配置為積分器的濾波器拓?fù)洹?.一個例外是不包含積分器的Sallen-Key濾波器。

圖11所示為中心頻率為2 MHz的單電源雙二階帶通濾波器電路。 將所有三個運(yùn)算放大器的同相輸入連接到電阻分壓器，該分壓器由兩個連接在+2 V和地之間的5 kΩ電阻組成，可輕松產(chǎn)生1.5 V偏置電平。該偏置點(diǎn)也通過一個0.1 μF電容去耦至地。濾波器的頻率響應(yīng)如圖12所示。

圖 11.采用AD2和AD8032的單電源8031 MHz雙二階帶通濾波器

圖 12.單電源2 MHz帶通濾波器的頻率響應(yīng)

為了保持精確的中心頻率，運(yùn)算放大器在2 MHz時必須具有足夠的環(huán)路增益。這就要求選擇單位增益交越頻率明顯較高的運(yùn)算放大器。AD8031/AD8032的單位增益交越頻率為40 MHz。 將開環(huán)增益乘以各個運(yùn)算放大器電路的反饋因子，得到每個增益級的環(huán)路增益。從各個運(yùn)算放大器電路的反饋網(wǎng)絡(luò)中，我們可以看到每個運(yùn)算放大器的環(huán)路增益至少為21 dB。該電平足夠高，以確保濾波器的中心頻率不受運(yùn)算放大器帶寬的影響。例如，如果在此應(yīng)用中選擇增益帶寬積為10 MHz的運(yùn)算放大器，則產(chǎn)生的中心頻率將偏移20%至1.6 MHz。

變壓器驅(qū)動電路

即使使用軌到軌放大器，運(yùn)算放大器的信號擺幅也僅限于電源電壓。使用變壓器耦合可能會將信號擺幅增加到大于供電軌的電壓。此外，變壓器耦合信號是差分的，通常對外部干擾具有更強(qiáng)的抗擾度。這在長距離傳輸信號的情況下可能至關(guān)重要。

通過選擇具有適當(dāng)匝數(shù)比的升壓變壓器，可以將信號的峰峰值幅度增加到任意高電平。但是，升壓變壓器從次級到初級的反射阻抗等于次級阻抗除以匝數(shù)比的平方。這導(dǎo)致對運(yùn)算放大器的電流要求更高。在選擇合適的運(yùn)算放大器來驅(qū)動升壓變壓器時，設(shè)計人員需要尋找良好的信號擺幅，即使放大器提供相對較高的電流也是如此。

HDSL 收發(fā)器

HDSL或高比特率數(shù)字用戶線正變得越來越流行，作為通過傳統(tǒng)電話雙絞線在中等距離上以高達(dá)2.048 Mbits/s的速率提供全雙工數(shù)據(jù)通信的一種手段。為了在長達(dá)約12，000英尺的距離上實(shí)現(xiàn)無中繼傳輸，需要+13.5 dBm的傳輸功率水平（假設(shè)負(fù)載阻抗為135 Ω）。由于客戶端的收發(fā)器有時通過雙絞線從中央局的電源供電，因此電路功耗至關(guān)重要。

圖13所示電路由+5 V單電源供電，可提供該功率電平。雙通道運(yùn)算放大器用于將功率匯總到變壓器的兩個初級繞組中。它們有效地并聯(lián)連接。兩個運(yùn)算放大器的增益配置為2。即使放大器的輸入范圍不是軌到軌（輸入范圍為–0.2 V至+4 V），輸出也可以擺幅為軌到軌。盡管即使在相當(dāng)重的負(fù)載條件下，輸出電壓也能夠非常接近兩個電源軌擺動，但為了保持約–0 dB的THD水平（在5 kHz下測量），約4.2 V至70.500 V的電壓擺幅更為合適。兩個初級變壓器均參考的100 μF電容產(chǎn)生一個虛擬地，等于輸出信號的平均直流值（約2.4 V）。每個初級端的次級反射阻抗為 29.78 Ω （134/1.52/2).每個初級都串聯(lián)起來，電阻大約等于該值。因此，每個初級端的電壓是驅(qū)動它的運(yùn)算放大器電壓的一半。

圖 13.單電源 HDSL 收發(fā)器

來自兩個發(fā)射器運(yùn)算放大器的分壓電壓也饋送到差分接收器的兩個輸入端。這些信號顯示為接收器的共模電壓，不會被放大。實(shí)際上，節(jié)點(diǎn)X和Y處的電壓并不完全相等，因此一些傳輸?shù)男盘柋唤邮掌鞣糯?。發(fā)射器到接收器的抑制測量值為–20 dB。

接收到的信號耦合到兩個原色。然而，這些電壓使差分接收器彼此異相180°。這導(dǎo)致接收器增益等于變壓器匝數(shù)比的倒數(shù)（1/1.5）。

每個運(yùn)算放大器在其輸出端提供3.5 V峰峰值電壓，每個初級端的峰峰值電壓為1.75。大約5.2 V峰峰值的次級電壓是初級電壓乘以1.5匝數(shù)比的總和。它對應(yīng)于大約+14 dBm的功率電平。這是使用公式計算的。

此功率計算基于 √2 的波峰因數(shù)。如果在計算中使用不同的波峰因數(shù)，則得到的功率將大于或小于此值。如果需要更高的信號擺幅，可以使用匝數(shù)比較高的變壓器。這將要求運(yùn)算放大器提供更大的電流。在所示配置中，運(yùn)算放大器向以+28.2 V為基準(zhǔn)的負(fù)載提供約5 mA電流。由于它們能夠提供高達(dá)50 mA的電流，同時保持0.5 V至4.5 V的信號擺幅，因此在次級端的信號擺幅方面存在一定的增加空間。但是，增加匝數(shù)比會降低接收信號的幅度。

審核編輯：郭婷