三/雙/單模 CDMA LNA/混頻器接收器系統(tǒng)要求

本技術(shù)筆記重點介紹如何確定CDMA接收器的系統(tǒng)規(guī)格，以便為低噪聲放大器和下變頻器建立實用規(guī)格。第二部分詳細介紹了MAX2323/25/29的性能和特性。最后一部分詳細介紹了如何設(shè)計接收器前端，包括設(shè)計RF和IF SAW濾波器的匹配電路，以優(yōu)化接收器的性能。本筆記還顯示了實用的電路和測量數(shù)據(jù)。

介紹

開發(fā)第二代或第三代CDMA蜂窩電話或無線調(diào)制解調(diào)器的RF設(shè)計人員在選擇具有最佳性能的前端芯片組以滿足其系統(tǒng)規(guī)格時經(jīng)常會遇到挑戰(zhàn)。Maxim Integrated 提供一些最佳選擇：MAX2323/2325/2329。這些是針對蜂窩和PCS頻段的CDMA應(yīng)用優(yōu)化的LNA/混頻器IC。MAX2323為蜂窩CDMA和PCS CDMA提供開關(guān)信號路徑，滿足雙頻、三模CDMA應(yīng)用的需求。MAX2325和MAX2329分別為蜂窩頻帶雙模和PCS頻帶版本。

本技術(shù)筆記重點介紹如何確定CDMA接收器的系統(tǒng)規(guī)格，以便為低噪聲放大器和下變頻器建立實用規(guī)格。第二部分詳細介紹了MAX2323/25/29的性能和特性。最后一部分詳細介紹了如何設(shè)計接收器前端，包括設(shè)計RF和IF SAW濾波器的匹配電路，以優(yōu)化接收器的性能。本筆記還顯示了實用的電路和測量數(shù)據(jù)。

射頻 CDMA 接收器系統(tǒng)要求和問題

基于高通公司開發(fā)的IS-95標準和協(xié)議的無線碼分多址（CDMA）網(wǎng)絡(luò)正在全球部署。今天的第二代和第三代CDMA電話標準因國家或地區(qū)而異。即將到來的第三代（3G）無線通信的第一個標準化階段即將結(jié)束?？梢钥隙ǖ氖?，CDMA蜂窩電話將成為未來幾年市場上的主要手機之一。

這些CDMA移動站或電話必須與其他多制式移動電話共存的惡劣無線環(huán)境給無線電帶來了苛刻的系統(tǒng)條件。這些條件需要高性能RF前端和DSP后端。

CDMA接收器靈敏度和動態(tài)范圍

在開始指定LNA和混頻器的噪聲系數(shù)和第三互調(diào)特性之前，我們應(yīng)該了解窄帶CDMA和寬帶CDMA接收機系統(tǒng)規(guī)格。在IS-98A/95B和臨時標準中，CDMA蜂窩移動站的RF接收器靈敏度在移動站天線連接器上定義。它等于接收的最小正向CDMA信道功率，

此時接收器的幀誤差不超過0.5%。接收正向通道所需的最小靈敏度等于-104dBm。最大輸入功率為 -25dBm。

在接收器的情況下，有兩個干擾源是純白高斯噪聲：

接收器的輸入?yún)⒖紵嵩肼暪β首V密度No.

發(fā)射器在接收頻段的熱噪聲功率譜密度，N德克薩斯州（見參考文獻1，2）。

No由接收器的噪聲系數(shù) （NF） 和 N 決定德克薩斯州由發(fā)射器的輸出熱噪聲通過雙工器泄漏到移動站接收器的輸入量決定。典型的功率放大器在接收器頻段內(nèi)的輸出熱噪聲功率譜密度為-135dB/Hz。 假設(shè)雙工器從發(fā)射器到接收器頻段中的天線輸入的衰減至少為43dB，N德克薩斯州可以在移動站天線連接器處計算為 -178dBm/Hz。如果考慮這種效應(yīng)，則需要2dB的裕量來增加有效比率Eb/Nt，因為

= 6.5分貝 （1）

應(yīng)該注意的是，IS-98A標準規(guī)定，假設(shè)信息速率為4時，如果幀錯誤率（FER）滿足5.0%，則最小流量通道

應(yīng)等于或大于5.9600dB。這要求將流量通道的最小靈敏度從-104dBm更改為P（實際）= -106dBm。然后，最小接收器噪聲系數(shù)NF可以推導出為：

NF = P (actual) - 10log (K×To×BW) = -106dBm + 113dBm = 7.8dB (2)

其中，K 是玻爾茲曼常數(shù)，To是標準噪聲溫度，帶寬為窄帶CDMA的1.23MHz信道帶寬。此 NF 要求適用于整個接收器。減去雙工電路中0.5dB和雙工電路中3.5dB的損耗，接收器其余部分的NF要求為3.8dB。從接收器的系統(tǒng)仿真來看，蜂窩頻段LNA的NF應(yīng)小于2dB，PCS頻段的NF應(yīng)小于2.3dB。

前端增益必須足夠高，以克服以下電路的噪聲貢獻，否則可能會降低接收器的靈敏度。該增益受到強帶外無用信號和后續(xù)電路線性度的限制。如果前端增益過高，混頻器將過載并影響性能。具有14dB至16dB增益階躍的LNA是兩個頻段的合適選擇。

CDMA系統(tǒng)中的信息數(shù)據(jù)是雙相調(diào)制的。由此產(chǎn)生的調(diào)制信號包絡(luò)不是恒定的，窄帶CDMA的典型峰均比可能接近10dB。WCDMA的峰均比可能接近12dB。因此，為了正確檢測和解調(diào)接收信號，移動站接收器應(yīng)在允許的接收信號輸入功率范圍內(nèi)保持線性。通常，接收器需要90dB的動態(tài)范圍。從線性度的角度來看，混頻器輸入1dB壓縮點是CDMA接收器設(shè)計中用于高電平（-30dBm至-20dBm）接收信號的主要系統(tǒng)限幅器。為了解決這個問題并設(shè)計出實用的混頻器，前端LNA需要將動態(tài)范圍擴展15dB。這是通過低增益模式實現(xiàn)的，增益降低15dB至20dB。

LNA和混頻器的輸入三階交調(diào)截點（IIP3）

相鄰通道選擇性是接收器檢測所需調(diào)制信號的能力的度量，而不會因相鄰通道中存在不需要的信號而超過給定的衰減。接收器必須保持標準給出的幀誤差。

互調(diào)響應(yīng)衰減是衡量接收器在存在兩個干擾連續(xù)波（CW）音的情況下在其指定信道頻率上接收蜂窩頻段CDMA信號的能力的指標。這些音調(diào)與指定的信道頻率以及彼此分離，使得由于LNA和混頻器的非線性，兩個音調(diào)的三階互調(diào)產(chǎn)物產(chǎn)生對所需信號的帶內(nèi)干擾信號。IS-98A標準要求三種不同的雙音電平和所需信號電平，在這種情況下，F(xiàn)ER不應(yīng)超過1%，

應(yīng)為4.3dB。假設(shè)出于流量信道系統(tǒng)的考慮，增加了1.5dB裕量，然后

要求在5.8dB以上。在小雙音電平情況下，等效白噪聲干擾源I超頻由接收器的熱噪聲 N 組成o以及發(fā)射器在接收頻段 N 中的熱噪聲t，以及由于三階互調(diào)產(chǎn)物I而產(chǎn)生的等效帶內(nèi)干擾分量IM3.在 1.233MHz 帶寬中，I超頻不應(yīng)超過 -101.3dB。我IM3可以用線性形式表示為：

IIM3 = IOC -(No + Nt) × BWRF (3)

其中 No由 -166.2dBm/Hz 和 N 設(shè)定t設(shè)置為 -178dBm/Hz。根據(jù)等式（5），IIM3應(yīng)小于 -103.7dBm/1.23MHz。因此，使用公式（3）在小雙音電平的情況下，IP12應(yīng)大于-7.4dBm。

IIP3 = Pin + ΔIM3 / 2 (4)

其中引腳設(shè)置為-43dBm（IS-98A）表示兩個音調(diào)和ΔIM3由 60.7dBm （-103.7dBm+43dBm） 設(shè)置。在大雙音情況下，所需的CDMA信號電平比最小接收器靈敏度電平高25dB。等效帶內(nèi)白噪聲干擾源完全由三階交調(diào)積I主導IM3當兩個音調(diào)的功率電平為 IS-21A 標準要求的 -98dBm 時。這意味著我IM3等于 I超頻并且不應(yīng)超過 -79.3dBm/1.23MHz。同樣，=1.5 dB時

增加了5.8dB裕量。三階互調(diào)雜散響應(yīng)衰減ΔIM3≥58.3分貝。這種情況要求LNA的IIP3應(yīng)超過+8.5dBm，對于大雙音情況。按照IS-98A標準要求，有三個雙音測試用例，兩個音的中間功率電平為-30dBm。這意味著蜂窩頻段的LNA需要可變增益控制或三種線性模式來處理三階互調(diào)問題。

單音脫敏

接收器的脫敏特性決定了其在強干擾下成功運行的能力。它們分別針對帶內(nèi)和帶外條件指定。在蜂窩頻段和PCS頻段中，單音脫敏是接收器在其指定信道上接收CDMA信號的能力的度量，在存在具有-30dBm功率的單音并且間隔在給定的900KHz頻率偏移距離蜂窩頻段所需信號頻率中心和}1250KHz頻率偏移從PCS頻段期望信號頻率中心。根據(jù)IS-98A和IS-98B標準的定義，接收器誤碼率不應(yīng)超過1%，

= -101dBm/1.23MHz，

并且應(yīng)為4.3dB。如前所述，假設(shè)出于流量通道系統(tǒng)的考慮，增加了1.5dB的裕量，然后

要求達到5.8dB以上。移動站天線上的等效白噪聲干擾定義為

Ioc = Is + (No + Nt) × BWRF (5)

其中 Is 是由于單音干擾而產(chǎn)生的等效帶內(nèi)干擾分量。如果接收器（NF）的噪聲系數(shù)選擇為7.8dB，則No設(shè)置為-166.2dBm/1.23MHz，Nt等于-178dBm/1.23MHz。根據(jù)公式（7），Is應(yīng)小于-103.7dBm/1.23MHz。單音產(chǎn)生兩個干擾分量。第一個由單音干擾引起的是由倒易混頻現(xiàn)象引起的，用IMIX表示。當前向接收信號受到接收器RF VCO相位噪聲Φ的干擾時，就會發(fā)生這種情況N與單個干擾音混合并混合到IF。由單個干擾音引起的第二個干擾分量是由交叉調(diào)制現(xiàn)象引起的，用I 表示國防部.當發(fā)射功率的包絡(luò)調(diào)制通過雙工器的隔離從功率放大器泄漏到LNA輸入時，就會發(fā)生這種情況。LNA中的交叉調(diào)制將對LNA輸出3處接收到的正激CDMA信道信號產(chǎn)生帶內(nèi)干擾。參考文章 #3 提供的典型值為混合= -105.6dBm/1.23MHz，基于蜂窩頻段和積分相位噪聲ΔΦ在137KHz偏移時-900dBc/Hz的典型相位噪聲N= -75.6分貝。我s應(yīng)低于 -108.2dBm/1.23MHz。對于蜂窩CDMA接收器，可以假設(shè)所有交叉調(diào)制都發(fā)生在LNA中。這要求LNA的IIP3滿足：

IIP3LNA = 1/2 (2 × PTX + PST_LNA - IMOD_LNA - 3) (6)

其中PTX是LNA輸入端的發(fā)射漏電功率電平，PST_LNA是LNA輸入端的干擾音功率電平，IMOD_LNA是交叉調(diào)制功率。假設(shè)功率放大器輸出功率為+28dBm，RX至TX雙工器隔離度為-58dB，得到PTX = -30dBm。由于雙工器的3dB損耗，單音PST_LNA的功率為-33dBm。IMOD_LNA不應(yīng)超過-111.2dBm/1.23MHz，以使接收器在相關(guān)器輸出

≥5.8dB時滿足所需的性能。根據(jù)公式（6），基于上述假設(shè)，LNA輸入的三階交調(diào)點應(yīng)大于+7.6dBm。

LNA和混頻器的二階截點

低偶數(shù)階失真，尤其是二階失真，對于接收器在存在具有時變包絡(luò)的強信號時的性能至關(guān)重要。當二階非線性暴露于這種信號時，在基帶處產(chǎn)生與平方包絡(luò)成比例的雜散基帶信號，這會干擾目標信號的接收。存在兩組這樣的干擾信號：接收頻帶（正向通道）中不需要的通道和發(fā)射器泄漏信號。這些干擾信號的頻譜形狀與所需信號相同，但二階積的頻譜內(nèi)容具有直流分量和比所需基帶信號寬得多的頻率跨度。通常，直流分量占功率的一半，而另一半功率高于所需信號帶寬。在CDMA系統(tǒng)中，特別是在PCS頻段，接收器的RF帶寬為60MHz，由于混頻器的二階積，頻率為fRF 1/2±fIF的單個干擾音將被下變頻為IF。在這種情況下，等效白噪聲干擾源Ioc由No、Nt和由于_IF雜散混頻器積（Ist）引起的等效帶內(nèi)干擾分量組成。如果增加 1dB 裕量，

則等于 5.3dB。我們可以推斷出 Ist ≤ -102.9dBm/1.23MHz。這里的 Ist 是對應(yīng)于接收器輸入的等效干擾級別，由于單個干擾音。

允許從天線連接器到混頻器輸入端的6dB損耗和14.7db的PCS LNA增益導致單個干擾音（Pj） 具有 -24dBm 功率輸入到混頻器和 I圣為混頻器提供 -94.2dBm/1.23MHz 電源輸入。因此，Δ1/2中頻= 需要70dBc雜散產(chǎn)物抑制。抑制二階攔截 IIP1 的 2/2 IF 雜散的要求攪拌機是 3。

IIP2MIXER ≥ Pj + Δ1/2IF = -24dBm + 70dBm = + 46dBm (7)

由于發(fā)射器信號始終存在，因此應(yīng)充分抑制二階積（例如，噪聲水平低于10dB）。如上述討論，P德克薩斯州= -30dBm，從天線連接器到混頻器輸入的級聯(lián)增益對于目標信號為8.7dB，對于TX泄漏信號為-5損耗。給定可接受的輸入電平P（實際）= -106dBm，粗略估計IIP2攪拌機可以確定。

IIP2MIXER ≥ 2 (PTX -5) - [P (actual) + 8.7 -10] = 2 (-30-5) dBm - (-106 + 8.7 - 10) dBm = + 35.3dBm (8)

具有高性能和低成本的低噪聲放大器和下變頻器

低噪聲放大器和混頻器是移動站中接收器的基本組成部分之一。在實際情況下，所需的接收信號的功率可能非常低，必須放大。當今具有高數(shù)據(jù)速率和大帶寬要求的數(shù)字通信系統(tǒng)需要動態(tài)范圍不斷增加的LNA和下變頻器設(shè)計。RFIC設(shè)計人員和半導體器件技術(shù)人員面臨的挑戰(zhàn)是，必須通過不斷減小尺寸、功率水平和制造成本來滿足這些條件。LNA 的主要設(shè)計目標是：

實現(xiàn)高增益和低噪聲。

實現(xiàn)高 IIP3 和低功耗。

對于下變頻器，主要設(shè)計目標是實現(xiàn)適當?shù)脑鲆婧偷驮肼曄禂?shù)，以及高IIP2、IIP3和低電源電流和電壓。Maxim Integrated是RF芯片和產(chǎn)品設(shè)計領(lǐng)域的技術(shù)領(lǐng)導者。MAX2323/2325/2329為LNA和下變頻RFIC，具有高性能、低功耗和低成本的特點，廣泛應(yīng)用于雙頻、三模移動站。

圖1是MAX2323芯片的框圖。為了在最小電流下優(yōu)化蜂窩頻段動態(tài)范圍，MAX2323/25實現(xiàn)了四種LNA狀態(tài)：高增益/高線性度;高增益/低線性度;中等增益和低增益。在高增益/高線性度模式下，可調(diào)高交調(diào)距LNA可在存在大干擾信號時最大限度地減少脫敏。對于其他增益狀態(tài)，LNA電流減小以改善待機時間。

圖1.MAX2323框圖

CDMA 混頻器設(shè)計用于高線性度、低噪聲和差分 IF 輸出，而 FM 混頻器設(shè)計用于低電流和單端輸出。每個頻段都使用單獨的混音器實現(xiàn)，以優(yōu)化特定頻段的性能。

硅IC的性能改進主要是通過減少幾何形狀和相應(yīng)的低能耗植入工藝來實現(xiàn)的。Maxim采用SiGe（梯度基）技術(shù)，將鍺摻入晶體管的基極區(qū)域，為器件設(shè)計人員改善頻率響應(yīng)、增益和線性度開辟了新的途徑，而不受植入工藝的標準限制。截止頻率fT，MAX2323中晶體管的關(guān)鍵品質(zhì)因數(shù)是高達35 GHz。MAX2323/2325/2329的設(shè)計人員采用了許多新的方法來優(yōu)化IC的性能。

直流電氣特性

（VCC = 2.7 至 3.6V，RBIAS = 20kΩ，RLNA = 24kΩ，TA = -40 至 + 85°C，除非另有說明，否則典型值為 2.75V 和 25°C。所有直流參數(shù)均在室溫和高溫下 100% 經(jīng)過生產(chǎn)測試。

交流電氣特性

（MAX2323/2325評估板，F(xiàn)普爾納因= 1960兆赫，F(xiàn)克林= 881兆赫，F(xiàn)如果= 110MHz， 高邊 LO， 50Ω 系統(tǒng)， R偏見= 20kΩ， R液化天然氣= 24kΩ， V抄送= 2.75V， T一個= 25°C，LO 輸入功率 = -7dBm，低電平 = 0V，高電平 = V抄送，除非另有說明。交流性能按三個批次測量，最小/最大限值設(shè)置為 +/- 3。增益僅在室溫和高溫下進行了生產(chǎn)測試，僅針對功能進行了測試。

筆記

注1.在此頻率范圍內(nèi)工作需要重新匹配端口以達到所需的工作范圍。各種頻率下的性能由 S 參數(shù)數(shù)據(jù)表示。
注2.噪聲系數(shù)由輸入阻抗匹配電路中的Q = 40電感測量。
注3.規(guī)格基于 RBIAS = 20kΩ。所有LNA（HGHL除外）和混頻器的ICC與RBIAS成反比。IIP3 可以通過為 RBIA 選擇其他值來交易 ICC。這種關(guān)系是IIP3中大約3dB的變化，電流變化的系數(shù)為1.4。
注4.FLO = 2040MHz，F(xiàn)RF = 1985MHz，-35dBm，POUT測量頻率為110MHz。規(guī)格計算公式為：_IF IIP = 2*PRF - （POUT - 增益）（單位為dB）。

從上表中可以看出，LNA具有三種增益模式，可處理不同的RF輸入功率電平和干擾信號。通常，蜂窩頻段LNA具有1.7dB噪聲系數(shù)和15.5dB增益，在低增益模式下具有+17.5dBm IIP3。在PCS頻段，LNA具有2.0dB噪聲系數(shù)和14.5dB增益，中間增益模式下具有+13.5dBm IIP3。兩個頻段的混頻器增益均為12.5至13.5dB，滿足最低系統(tǒng)規(guī)格。測試數(shù)據(jù)表明，混頻器的1/2IF IIP在PCS頻段優(yōu)于+47dBm，滿足抑制1/2IF干擾的基本系統(tǒng)要求。

前端接收器，采用MAX2323

對于RF設(shè)計工程師來說，以低成本設(shè)計最佳電路并在有限的空間內(nèi)布局基于市場上給定的前端芯片組的雙頻三模蜂窩電話的印刷電路板是一個巨大的挑戰(zhàn)。設(shè)計RF接收器的基本步驟可以總結(jié)如下。

射頻系統(tǒng)和架構(gòu)設(shè)計以及系統(tǒng)的性能分析和仿真

在為接收機開發(fā)前端原理圖時，最重要的事情之一是了解如何根據(jù)給定的系統(tǒng)標準和產(chǎn)品要求定義RF系統(tǒng)規(guī)格。需要仔細生成具有最佳頻率規(guī)劃和框圖的收發(fā)器架構(gòu)，以便為每個模塊、IC和模塊設(shè)置規(guī)格。目標是降低成本，提高接收器靈敏度并降低呼叫掉線率。在此階段，有必要使用電子表格建立鏈路預算，以確定噪聲系數(shù)、增益、IIP2和IIP3。一個好的方法是使用強大的射頻/微波CAD工具（如HP ADS）進行仿真和分析，以優(yōu)化每個模塊的性能?；谙到y(tǒng)性能仿真，發(fā)現(xiàn)MAX2323是目前市場上最好的芯片之一，它滿足兩個頻段的所有系統(tǒng)規(guī)格。由于其低成本，高性能和高穩(wěn)定性，它已被許多手機設(shè)計人員廣泛使用。需要指出的是，基于低端和高端蜂窩電話產(chǎn)品的不同要求，射頻系統(tǒng)設(shè)計中存在很多權(quán)衡取舍。

選擇蜂窩頻段和PCS頻段的IF頻率

為接收機選擇最佳中頻是RF接收機設(shè)計人員面臨的一個重要問題。一般而言，如果下變頻器無法抑制遠低于所需IF信號電平的雜散響應(yīng)，則應(yīng)避免半IF問題。通常，PCS頻段的中頻應(yīng)高于120MHz，由于50/1 IF偏移問題，蜂窩頻段的中頻應(yīng)高于2MHz。蜂窩頻段接收器通常使用85.38MHz中頻SAW濾波器，PCS頻段選擇210.38MHz中頻SAW濾波器。這些中頻方法并不是蜂窩電話接收器的獨特方法。由于高性能中頻SAW濾波器目前無法被CDMA移動站中的任何其他可用濾波器所取代，因此我們無法節(jié)省此類組件，但如果正確選擇具有LNA和適當IF的適當下變頻器，我們可以減少SAW濾波器的數(shù)量。

理論上，發(fā)射器不需要成本相對較高的中頻SAW濾波器來抑制雜散信號和本底噪聲。因此，當設(shè)計雙頻接收器并且成本是重中之重時，可以在傳輸中使用兩個不同的IF和接收中頻。MAX2323不存在半中頻問題，因此可以使用任何可用的中頻SAW濾波器，如85.38MHz或180MHz聲表面波濾波器（適用于當前的移動站），沒有任何技術(shù)限制。如果設(shè)計人員喜歡對不同的頻段使用兩個IF（預計增加1個IF SAW濾波器會增加2%至1%），建議在MAX2323混頻器的差分輸出端使用頻段開關(guān)。MAX2323的典型應(yīng)用原理圖如圖2所示。需要指出的是，圖2中所有端口的輸入和輸出阻抗均調(diào)諧為50Ω，用于測試目的，其中IF為85.38MHz。

圖2.MAX2323的應(yīng)用電路

優(yōu)化LNA和下變頻器的匹配網(wǎng)絡(luò)

RF鏡像SAW濾波器和IF SAW濾波器的匹配電路在蜂窩電話設(shè)計中起著至關(guān)重要的作用。特別是，蜂窩和PCS接收器中的IF SAW濾波器需要抑制帶外干擾，同時將帶內(nèi)信號的幅度和相位失真降至最低。在設(shè)計LNA和下變頻器的匹配網(wǎng)絡(luò)時，需要LNA、混頻器、RF鏡像濾波器和IF SAW濾波器的完整S參數(shù)。有許多教科書和文章討論了如何設(shè)計匹配網(wǎng)絡(luò)。根本問題是如何權(quán)衡最大LNA增益和混頻器增益、LNA的噪聲系數(shù)和混頻器的IIP3。由于電感之間存在寄生效應(yīng)和互感，并且SAW封裝對布局細節(jié)很敏感，因此無法準確預測或建模性能。此外，很難實現(xiàn)SAW阻抗的精確測量。因此，精確的阻抗模型對于確定對性能負面影響最小的匹配拓撲至關(guān)重要。這需要為每個特定的設(shè)計項目和匹配網(wǎng)絡(luò)提供一個實用的模型。

LNA的主要設(shè)計目標是實現(xiàn)高增益和低噪聲。LNA增益阻抗匹配的優(yōu)化幾乎總是保證噪聲因數(shù)的非最佳值。設(shè)計人員必須用等效的實際元件替換偏置電路中的理想源和匹配電路中的理想值，這些元件在目標頻率范圍內(nèi)有效。MAX2323需要兩個電阻（連接到引腳1和引腳2）進行偏置設(shè)置，這也會改變輸入LNA的線性度。對于標稱偏置，引腳24連接1KΩ電阻，引腳20連接21KΩ電阻。LNA的匹配網(wǎng)絡(luò)由電感器和電容器組成。在設(shè)計中使用廉價（有損）元件時，必須考慮電感和電容的有限Q值。建立匹配網(wǎng)絡(luò)后，設(shè)計人員在權(quán)衡增益和回波損耗時仍需對匹配網(wǎng)絡(luò)進行一些修改。LNA的典型回波損耗要求S11和S22應(yīng)小于-10dB。

MAX2323具有兩路IF輸出。一個是CDMA模式的差分輸出端口。需要兩個上拉電感器和兩個阻斷電容，用作IF匹配網(wǎng)絡(luò)的一部分。該端口的輸出阻抗為2.4KΩ。另一個輸出是單端IF輸出端口。它需要一個上拉電感器和一個隔直電容，用作匹配網(wǎng)絡(luò)的一部分。一般情況下，兩種模式下中頻SAW濾波器的輸入阻抗與MAX2323中頻輸出端口不匹配。應(yīng)在下變頻器和中頻SAW濾波器之間插入阻抗傳輸網(wǎng)絡(luò)。在圖2中，有一個等效輸入/輸出阻抗為400Ω的湯姆遜中頻CDMA聲表面波濾波器和一個具有1KΩ輸入/輸出阻抗的MuRata FM IF聲表面表面表面saw 濾波器。中頻匹配網(wǎng)絡(luò)的仿真可以通過HP-ADS工具完成，其中所選SAW濾波器的S參數(shù)需要插入電路中。需要注意的是，從下變頻器到IF SAW濾波器輸出獲得高轉(zhuǎn)換增益并不會導致混頻器獲得高IIP3。為了在MAX3中獲得最佳的IIP2323和下變頻器的轉(zhuǎn)換增益，絕對需要仔細調(diào)整匹配網(wǎng)絡(luò)中每個電容、電阻和電感的值。

下表給出了從蜂窩電話的真實PCB獲得的測試數(shù)據(jù)。測量結(jié)果表明，在高增益CDMA模式下，中頻SAW濾波器從LNA輸入到輸出的級聯(lián)噪聲系數(shù)為2.51dB，在中頻SAW濾波器的15dB插入損耗下，級聯(lián)增益為3.10dB。

MAX2323蜂窩局域網(wǎng)在印刷電路板上的性能

MAX2323 CDMA蜂窩混頻器在PCB上的級聯(lián)性能

測試條件：在混頻器輸出端包含 TMX M300 IF 濾波器

審核編輯：郭婷