本應(yīng)用筆記詳細(xì)介紹了二階交調(diào)截點(diǎn)(IP2)和2x2雜散響應(yīng)的定義,這些參數(shù)常見(jiàn)于混頻器等RF相關(guān)元件數(shù)據(jù)手冊(cè)中。通讀本應(yīng)用筆記將使用戶能夠?qū)P2轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的2x2雜散響應(yīng)值,反之亦然。
當(dāng)混頻器數(shù)據(jù)手冊(cè)在其交流電氣特性表中提供二階響應(yīng)信息時(shí),它們將參考二階交調(diào)截點(diǎn)(IP2)性能或2x2雜散抑制性能。本應(yīng)用筆記旨在說(shuō)明這兩個(gè)參數(shù)之間的關(guān)系及其對(duì)接收器設(shè)計(jì)的適用性。本文舉例演示了用于UMTS WCDMA系統(tǒng)的模擬MAX2有源混頻器的IP2和2x2關(guān)系。
混頻器諧波
在接收電路中,混頻器將高輸入射頻(RF)轉(zhuǎn)換為較低的中頻(IF)。此過(guò)程稱為下變頻,利用混頻器的RF輸入和本振輸入(LO)之間的差項(xiàng)進(jìn)行低側(cè)注入(LO頻率
fIF= ±fRF± fLO
其中 f如果是混頻器輸出端口的中頻,f射頻是施加到混頻器的射頻輸入端口的任何射頻信號(hào),并且 f瞧是施加到混頻器LO輸入端口的本地振蕩器信號(hào)。
理想情況下,混頻器輸出信號(hào)的幅度和相位與輸入信號(hào)的幅度和相位成正比,與LO信號(hào)特性無(wú)關(guān)。(請(qǐng)注意,這與乘法器相反,在乘法器中,輸入幅度和相位關(guān)系在器件輸出端不保留。根據(jù)這一假設(shè),混頻器的幅度響應(yīng)對(duì)于RF輸入是線性的,并且與LO輸入無(wú)關(guān)。
然而,混頻器的非線性會(huì)產(chǎn)生不需要的混頻產(chǎn)物,稱為雜散響應(yīng),這是由于不需要的信號(hào)到達(dá)混頻器的RF輸入端口并在IF頻率下產(chǎn)生響應(yīng)引起的。到達(dá)RF輸入端口的信號(hào)不一定必須落入所需的RF頻段才會(huì)很麻煩。其中許多信號(hào)的功率電平足夠高,以至于混頻器前面的RF濾波器無(wú)法提供足夠的靈敏度來(lái)防止它們引起額外的雜散響應(yīng)。當(dāng)它們干擾所需的IF頻率時(shí),混頻機(jī)制可以描述為:
fIF= ±m(xù) fRF±n fLO
請(qǐng)注意,m和n是RF和LO頻率的整數(shù)諧波,它們混合以產(chǎn)生許多雜散產(chǎn)物的組合。實(shí)際上,這些雜散分量的振幅隨著m或n值的增加而減小。
知道所需的RF頻率范圍后,使用頻率規(guī)劃來(lái)仔細(xì)選擇IF和產(chǎn)生的LO頻率選擇,以盡可能避免雜散混頻產(chǎn)物。濾波器用于抑制可能導(dǎo)致帶內(nèi)IF響應(yīng)的帶外RF信號(hào)。混頻器之后的IF濾波器靈敏度被指定為僅通過(guò)所需的頻率,從而在最終檢波器之前濾除雜散響應(yīng)信號(hào)。IF頻帶內(nèi)出現(xiàn)的雜散響應(yīng)不會(huì)被IF濾波器衰減。
許多類型的平衡混頻器抑制某些雜散響應(yīng),其中m或n為偶數(shù)。理想的雙平衡混頻器可抑制m或n(或兩者)為偶數(shù)的所有響應(yīng)。IF、RF和LO端口在所有雙平衡混頻器中相互隔離。因此,使用設(shè)計(jì)合理的巴倫,這些混頻器可以具有重疊的RF、IF和LO頻段。
半中頻雜散頻率定位
本應(yīng)用筆記研究了特別麻煩的二階雜散響應(yīng),稱為半中頻(2/1 IF)雜散響應(yīng),該雜散響應(yīng)針對(duì)低邊注入的混頻器指數(shù)(m = 2, n = -2)和高端注入的混頻器指數(shù)(m = -2, n = 2)定義。對(duì)于低側(cè)注入,產(chǎn)生半中頻雜散響應(yīng)的輸入頻率位于所需RF頻率以下,數(shù)量為f如果從所需的RF輸入頻率/2(見(jiàn)圖1)。所需的RF頻率由1950MHz表示,結(jié)合LO頻率1750MHz,所得IF頻率為200MHz。在本例中,1850MHz處的無(wú)用信號(hào)在200MHz處產(chǎn)生半IF雜散產(chǎn)物。對(duì)于高端注入,產(chǎn)生半中頻雜散響應(yīng)的輸入頻率位于上方(乘以f如果/2) 所需的射頻。
圖1所示的半IF雜散響應(yīng)場(chǎng)景假設(shè)在UMTS WCDMA接收器中使用低側(cè)注入(m = 2,n = -2)。雖然WCDMA RF和IF載波占用3.84MHz帶寬,但它表示為表示中心載波頻率的單個(gè)頻率。
圖1.所需頻率的位置射頻, f瞧, f如果和不需要的 f半中頻.
假設(shè):
fRF = 1950MHz
fLO = 1750MHz
fIF = 200MHz
Calculate fHalf-IF = fRF – fIF/2 = 1850
檢查:
2 × fHalf-IF – 2 × fLO =
2 × (fRF - fIF/2) - 2 × (fRF - fIF) =
2 × fRF – 2 × fIF/2 - 2 × fRF + 2 × fIF = fIF
結(jié)果:
2 × 1850MHz – 2 × 1750MHz = 200MHz
接收器 IP2
抑制量稱為2x2雜散響應(yīng),可通過(guò)混頻器的IP2進(jìn)行預(yù)測(cè)。當(dāng)指定混頻器的IP2或2x2性能時(shí),假設(shè)只有基波RF和LO頻率施加到混頻器端口,并且諧波失真僅在混頻器中產(chǎn)生?;祛l器前方RF路徑中使用的鏡像抑制濾波器可衰減任何放大器諧波。LO路徑中的噪聲濾波器衰減由LO注入源引起的諧波。高電平輸入信號(hào)會(huì)產(chǎn)生失真或互調(diào)產(chǎn)物,可以通過(guò)計(jì)算輸入或輸出的截點(diǎn)來(lái)量化1的設(shè)備或系統(tǒng)。輸入截點(diǎn)表示一個(gè)假設(shè)的輸入幅度,在該幅度下,所需信號(hào)分量和不需要分量的幅度相等。對(duì)于混頻器LO功率保持恒定的情況,交調(diào)截點(diǎn)或失真積的階數(shù)僅由RF乘法器決定,而不由LO乘法器決定,因?yàn)镽F信號(hào)的變化僅是問(wèn)題。階數(shù)是指失真產(chǎn)物的幅度隨著輸入電平的升高而增加的速度。例如,當(dāng)輸入信號(hào)升高2dB時(shí),二階互調(diào)(IM)乘積的幅度將增加2dB。
半中頻雜散功率電平
MAX9993數(shù)據(jù)資料的交流電氣特性表如下:
1850MHz時(shí)的RF雜散電平設(shè)置為–5dBm。
1750MHz時(shí)的LO電平設(shè)置為+6dBm。
測(cè)量典型的 2RF – 2LO 雜散響應(yīng),等于低于 RF 載波電平 70dB,因此以 dBc 為單位。
70dBc值稱為互調(diào)比(IMR)。
請(qǐng)注意,圖2中的信號(hào)電平是指計(jì)算輸入IP2或IIP2性能的混頻器的輸入。
圖2.折合混頻器輸入IIP2的信號(hào)的二階截點(diǎn)計(jì)算。
如此卓越的 2x2 性能水平可帶來(lái)以下結(jié)果:
IIP2 = 2 × IMR + PSPUR = IMR + PRF
IIP2 = 2 × 70dBc + (-75dBm) = 70dBc + (-5dBm)
IIP2 = +65dBm
同樣,Analog 的 MAX9982 900MHz 有源混頻器在類似條件下提供相當(dāng)于 2dBc 的典型 2RF – 65LO 雜散響應(yīng),從而產(chǎn)生:
IIP2 = 2 × IMR + PSPUR = IMR + PRF
IIP2 = 2 × 65dBc + (-70dBm) = 65dBc + (-5dBm)
IIP2 = +60dBm
UMTS WCDMA 示例
在UMTS WCDMA 2G設(shè)計(jì)中使用MAX2數(shù)據(jù)資料中的9993x3值,計(jì)算出等效IIP2性能為+ 65dBm(如上圖2所示)。假設(shè)UMTS WCDMA蜂窩系統(tǒng)與DCS1800蜂窩系統(tǒng)位于同一位置,產(chǎn)生的帶外CW阻斷電平為+16dBm(如3GPP2標(biāo)準(zhǔn)中所述)。對(duì)于UMTS WCDMA接收器,在天線端子上計(jì)算的近似IIP2值為+128dBm。圖3為簡(jiǎn)化的接收器前端框圖,其中描述了通過(guò)第一混頻器的每個(gè)級(jí)的級(jí)增益、二階交調(diào)截點(diǎn)和半中頻靈敏度。
圖3.IIP2示例的簡(jiǎn)化框圖。
級(jí)聯(lián)IIP2的整體性能由級(jí)增益、半中頻頻率下的濾波器靈敏度以及混頻器2x2或IIP2性能共同決定。級(jí)聯(lián)的IIP2會(huì)因產(chǎn)品線中前面的功率增益值而降級(jí)(dB表示dB)。可以在混頻器前面增加RF靈敏度,以提供額外的雜散抑制。在天線上計(jì)算的等效截點(diǎn)提高了半中頻靈敏度(以dB為單位)的兩倍,因?yàn)槎沃C波失真分量的幅度以所需通道信號(hào)的兩倍速率增加。在天線上計(jì)算的 IIP2 為:
IIP2Cascade = IIP2Mixer – Gain + 2 × Sensitivity = +128dBm
IIP2Cascade = 65 – (-2 +25 –2) + 2 × (30 +12) = +128dBm
很明顯,MAX2的IIP9993高性能降低了濾波器靈敏度要求,滿足半中頻雜散響應(yīng)。例如,如果混頻器IIP2從+65dBm降低到+45dBm,級(jí)聯(lián)濾波器靈敏度必須增加10dB。
結(jié)論
通讀本應(yīng)用筆記后,應(yīng)該能夠?qū)⒒祛l器的2x2雜散響應(yīng)值轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的IIP2值,反之亦然。對(duì)這種二階關(guān)系的理解水平使RF工程師能夠確定所需應(yīng)用的適當(dāng)混頻器性能水平。MAX2 9993GHz混頻器和MAX2 9982MHz混頻器提供優(yōu)異的900x2 (IP2)性能,從而降低濾波器要求,非常適合高性能無(wú)線系統(tǒng)。
審核編輯:郭婷
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