測量無線系統(tǒng)中的駐波比和增益

無線發(fā)射器中增益和反射功率的測量和控制是經(jīng)常被忽視的關(guān)鍵輔助功能。從天線反射回來的功率使用電壓駐波比（VSWR）或反射系數(shù)（也稱為回波損耗）來指定。低平比會導致電視廣播系統(tǒng)中出現(xiàn)陰影，因為天線反射的信號會再次從功率放大器反射，然后重新廣播。在無線通信系統(tǒng)中，陰影會產(chǎn)生類似多路徑的現(xiàn)象。雖然較差的VSWR會降低傳輸質(zhì)量，但同軸電纜或天線損壞導致的災難性VSWR在最壞的情況下可能會破壞發(fā)射器。信號鏈的增益作為調(diào)節(jié)發(fā)射功率電平的整體努力的一部分進行測量和控制。如果傳輸?shù)墓β蔬^多或過少，結(jié)果將是違反排放法規(guī)或鏈路質(zhì)量差。反射系數(shù)是通過測量正向和反向功率之間的比率來計算的。另一方面，增益是通過測量輸入和輸出功率來計算的。用于測量增益和VSWR的硬件具有很高的通用性，可以減少整體元件數(shù)量。本文將重點介紹可用于在無線發(fā)射器中進行這些原位測量的技術(shù)。

典型的無線發(fā)射器

圖1所示為典型的無線發(fā)射器。它由混合信號基帶電路、上變頻器（通常包括一個或多個中頻或中頻）、放大器、濾波器和功率放大器組成。這些組件可能位于不同的PCB上，甚至可以在物理上分開。在所示示例中，室內(nèi)機通過電纜連接到室外機。在這種配置中，兩個單元可能具有定義明確的溫度穩(wěn)定增益。或者，每個單元可能要提供明確定義的輸出功率。對于向天線提供已知功率電平的最終目標，有兩種不同的方法：功率控制或增益控制。

圖1.功率控制與增益控制。

通過功率控制，系統(tǒng)依賴于能夠精確測量輸出功率（在本例中使用檢測器D）。一旦測量了輸出功率，系統(tǒng)中某些組件（在本例中可能是IF VGA）的增益就會發(fā)生變化，直到在天線上測量到正確的輸出功率。無需知道電路的增益或確切的輸入信號幅度;只需改變增益或輸入信號，直到輸出功率正確。這種方法通常（錯誤地）稱為自動增益控制或AGC。正確來說，它應該被稱為自動功率控制或APC，因為精確調(diào)節(jié)的是功率而不是增益。

增益控制采用不同的方法。這里，至少使用兩個功率檢波器來精確調(diào)節(jié)整個信號鏈或其一部分的增益。然后將精確的輸入信號施加到信號鏈上。許多因素最終決定了使用哪種方法。功率控制只需要一個功率檢測器，在組件固定的不可配置變送器中是有意義的。例如，可以在RF HPA的輸出端測量功率，但可以使用IF VGA進行調(diào)整。另一方面，增益控制在組件來自不同供應商的可重新配置系統(tǒng)中可能更有意義。在本例中，測量HPA的輸入功率和輸出功率（使用檢波器C和D），因此增益可以獨立于電路中的其他模塊進行調(diào)節(jié)。請注意，電源/增益控制環(huán)路可以全部基于模擬或微處理器。在本例中，增益控制不太實用，因為所需的兩個檢測器信號（檢測器A和D）在物理上彼此相距甚遠。更實用的方法是獨立控制室內(nèi)和室外單元的增益。

射頻檢波器

直到最近，大多數(shù)RF功率檢波器都是使用溫度補償半波整流二極管電路構(gòu)建的。這些器件在有限的動態(tài)范圍（通常為 20 至 30 dB）內(nèi)提供與輸入電壓成比例的輸出電壓。因此，輸出電壓和輸入功率之間的關(guān)系（以dBm為單位）呈指數(shù)級增長（見圖2）。雖然溫度補償二極管檢波器的溫度穩(wěn)定性在高輸入功率（+10至+15 dBm）下非常出色，但隨著輸入驅(qū)動器的減小，溫度穩(wěn)定性會顯著降低。另一方面，對數(shù)檢波器在大動態(tài)范圍（高達100 dB）內(nèi)提供與輸入信號對數(shù)成比例的輸出電壓。溫度穩(wěn)定性通常在整個動態(tài)范圍內(nèi)是恒定的。對數(shù)響應器件在增益和VSWR測量應用中具有關(guān)鍵優(yōu)勢。為了計算增益或反射損耗，必須計算兩個信號功率（輸出/輸入或反向/正向）的比值（見圖3）。必須使用模擬分頻器來通過線性響應二極管檢測器執(zhí)行此計算，但使用對數(shù)響應檢測器時只需要簡單的減法（因為對數(shù)（A / B）=對數(shù)（A）-對數(shù)（B））。與分立式方案相比，雙RF檢波器具有額外的優(yōu)勢。當兩個器件（在本例中為RF檢測器）在同一硅晶圓上制造時，它們的行為自然趨勢相似。例如，兩種器件將具有相似的溫度漂移特性。在求和節(jié)點處，此漂移將消除，以產(chǎn)生溫度更穩(wěn)定的結(jié)果。

圖2.二極管和對數(shù)檢測器的傳遞函數(shù)。

圖3.使用二極管和對數(shù)檢波器計算增益。

增益測量示例

圖4所示為使用雙功率檢波器調(diào)節(jié)增益的發(fā)送器。所示的簡化發(fā)射信號鏈由高性能中頻合成DAC、VGA、混頻器/上變頻器和高功率放大器組成。AD9786和AD9779等高性能DAC的工作采樣頻率高達500 MSPS及以上，能夠合成中頻輸出（本例中為100 MHz）。DAC的輸出在施加到ADL5330可變增益放大器之前，使用帶通濾波器進行奈奎斯特濾波。方便的是，放大器接受差分輸入，該輸入可直接連接到差分濾波器的輸出。這反過來又與DAC輸出相關(guān)聯(lián)。VGA輸出使用巴倫變壓器從差分轉(zhuǎn)換為單端，然后施加到ADL5350混頻器。經(jīng)過適當?shù)臑V波（未顯示）后，信號被放大并以30 W（約+45 dBm）的最大輸出功率電平傳輸。

圖4.使用雙均方根響應對數(shù)檢測器進行增益控制。

通過檢測DAC輸出端和HPA輸出端的功率來測量信號鏈的增益。然后通過調(diào)整VGA的增益來調(diào)節(jié)增益。在DAC和PA輸出端，采集信號樣本并饋送到檢波器。在HPA輸出端，定向耦合器用于分接部分流向天線的功率。雙通道檢波器AD8364的傳遞函數(shù)（見圖5）顯示，在所使用的輸出頻率（本例中為2140 MHz）下，檢波器在低于–10 dBm的功率水平下具有最佳的線性度和最穩(wěn)定的溫度漂移。因此，來自定向耦合器的功率（+最大25 dBm）在施加到檢波器之前必須衰減。如果最大化檢波器動態(tài)范圍對應用不是關(guān)鍵，則可以將衰減保守地設(shè)置為41 dB，以便檢波器看到–16 dBm的最大輸入功率。這仍然留下了大約34 dB的有用動態(tài)范圍，可以控制增益。為了檢測DAC輸出端的輸入功率電平，在這個低頻下，定向耦合器是不切實際的。此外，不需要定向耦合，因為電路中的此時反射信號很少或沒有反射信號。此外，輸送到VGA的功率為–10 dBm，因此輸送到檢波器的功率僅低6 dB。由于檢波器的輸入阻抗為200 Ω，VGA的輸入阻抗為50 Ω，因此很快就清楚，兩個器件可以簡單地并聯(lián)連接。在兩個輸入端存在相同電壓的情況下，50 至 200 Ω 阻抗比將產(chǎn)生方便的 6 dB 功率差。在需要高測量精度的情況下，必須注意功率檢測器的溫度穩(wěn)定性。如果探測器的溫度漂移特性隨頻率變化，這個問題會更加復雜。所示的雙檢測器提供溫度補償節(jié)點。通過將電壓連接到每個檢波器的ADJ引腳來激活溫度補償（該電壓可以使用2.5 V片內(nèi)基準電壓源的電阻分壓器方便地獲得）。低頻輸入（ADJB接地）無需補償，而ADJA需要1 V補償電壓，以最大限度地降低2.1 GHz的溫度漂移。雖然應用電路的重點是增益測量，但應該注意的是，也可以測量輸入功率和輸出功率。各個檢測器的輸出是可用的，可以單獨采樣。由于檢測器具有對數(shù)響應功能，因此可以簡單地減去其輸出以產(chǎn)生增益。該減法在片內(nèi)執(zhí)行，增益結(jié)果以差分電壓形式提供。滿量程差分電壓約為±4 V（偏置至2.5 V），斜率為100 mV/dB。使用LSB大小為~10 mV（±10 V滿量程）的5位ADC進行數(shù)字化，可實現(xiàn)0.1 dB測量分辨率。

圖5.雙均方根響應對數(shù)檢測器的增益?zhèn)鬟f函數(shù)。

駐波比測量示例

雙對數(shù)檢測器也可用于測量天線的反射系數(shù)。在圖6中，使用了兩個定向耦合器，一個用于測量正向功率，另一個用于測量反向功率。與前面的示例一樣，在將這些信號施加到檢測器之前，需要額外的衰減。AD8302雙通道檢波器的測量范圍為±30 dB。本示例中使用的水平規(guī)劃如圖 7 所示。在本例中，HPA的預期輸出功率范圍為30 dB，范圍為+20至+50 dBm。在此功率范圍內(nèi)，應該能夠精確測量從0 dB（短負載或開路負載）到–20 dB的反射系數(shù)。AD8302的每個檢波器的標稱輸入范圍為0至–60 dBm。在本例中，檢波器輸入端的最大正向功率+50 dBm降至–10 dBm。當HPA以+20 dBm的最低功率水平發(fā)射時，檢波器看到的功率為–40 dBm，仍在其輸入范圍內(nèi)。

圖6.使用雙對數(shù)檢測器進行回波損耗測量。

圖7.使用雙對數(shù)檢測器進行駐波比測量的電平規(guī)劃。

來自反向路徑的功率按相同的量填充。這意味著該系統(tǒng)能夠測量高達0 dB的反射功率。如果系統(tǒng)設(shè)計為在反射系數(shù)降至某個最小值（例如10 dB）以下時關(guān)閉，則可能不需要這樣做，但這是允許的，因為探測器具有如此大的動態(tài)范圍。例如，當HPA發(fā)射+20 dBm時，如果天線的回波損耗為60 dB，反向路徑檢測器的輸入功率將為–20 dBm。應用電路提供回波損耗的直接讀數(shù)，但不提供絕對正向或反向功率的信息。如果需要此信息，增益控制中使用的雙檢波器將更有用，因為它將提供絕對正向和反射功率以及反射系數(shù)的測量值?；夭〒p耗測量中使用的雙對數(shù)檢測器還提供相位輸出。由于漸進式壓縮對數(shù)放大器的主信號路徑增益較大，因此輸入信號的有限（幅度飽和）版本是自然的副乘積。這些限幅器輸出相乘，產(chǎn)生相位檢測輸出，范圍為180°，以90°的理想工作點為中心。在VSWR應用中，該信息構(gòu)成反射信號的相位角（相對于入射信號），可用于優(yōu)化輸送到天線的功率。

使用單個對數(shù)檢波器和RF開關(guān)測量放大器增益

圖8顯示了增益測量的另一種方法，該方法也適用于VSWR測量。在此應用中，需要測量和控制PA的增益。示例中的PA工作頻率為8 GHz，輸出功率范圍為+20至+50 dBm。這是一個固定增益PA，因此通過改變輸入功率來調(diào)節(jié)輸出功率。兩個定向耦合器用于檢測輸入和輸出功率。但是，只有一個對數(shù)檢波器，因此兩個信號使用單刀雙擲RF開關(guān)交替連接到檢波器。AD8317檢波器在此頻率下的輸入范圍為0至–50 dBm。為了測量增益，輸入和輸出功率交替測量和數(shù)字化。然后簡單地減去結(jié)果以產(chǎn)生增益。一旦知道增益，數(shù)字控制環(huán)路就通過偏置調(diào)整對PA的增益進行任何必要的調(diào)整來完成。此示例的電平規(guī)劃如圖 9 所示。使用衰減使RF開關(guān)上的兩個輸入功率電平靠近并在檢波器的輸入范圍內(nèi)。

圖8.使用單個對數(shù)檢測器進行增益測量。

圖9.使用單個對數(shù)檢測器進行增益測量的電平規(guī)劃。

無需工廠校準即可精確測量增益

除了減少元件數(shù)量外，這種增益測量方法還具有許多有趣的功能。由于使用相同的電路來測量輸入和輸出功率，因此無需校準電路即可進行精確、溫度穩(wěn)定的增益測量。查看對數(shù)檢測器的標稱傳遞函數(shù)將有助于理解原因（參見圖 10）。

為了找出未知的PIN，可以將等式改寫為：

由于增益是測量輸入功率的差異（仍然必須考慮兩條路徑的不同衰減水平），因此可以寫為

因此，計算增益不需要檢波器的截距。即使檢測器的斜率會因設(shè)備而異，并且會隨溫度而變化，如果 V輸出1和 V輸出2彼此接近（可以通過良好的水平規(guī)劃來完成，并且由于探測器的輸入范圍有限），斜率的典型值可以直接從數(shù)據(jù)表中獲取并用于上述計算。

圖 10.校準日志檢測器。

輸出功率監(jiān)控

在使用單個對數(shù)檢測器的增益測量中，測量功率以計算增益，因此所示系統(tǒng)也可用于監(jiān)視輸出功率。但是，如果沒有工廠校準，就無法精確完成此操作。要校準電路，必須暫時用功率計替換天線。然后在檢波器線性范圍內(nèi)的兩個點測量輸出功率和檢波器電壓。然后，這些數(shù)字將用于計算探測器的斜率和截距。為了獲得最佳精度，檢測器包括一個溫度補償引腳。在該引腳和地之間連接一個電阻，以在工作頻率（所示示例中為0 GHz）將溫度漂移降低至約±5.8 dB。因此，無需在整個溫度范圍內(nèi)進行任何額外的校準。

結(jié)論

由于其線性dB傳遞函數(shù)，對數(shù)放大器可以輕松用于測量增益和回波損耗。當使用雙器件時，可以實現(xiàn)非常高的測量精度。在某些情況下，這可以在沒有工廠校準的情況下實現(xiàn)。在所有情況下，都需要仔細的功率電平規(guī)劃，以便功率檢測器以提供良好線性度和溫度穩(wěn)定性的功率水平驅(qū)動。

審核編輯：郭婷