智能固態(tài)保險(xiǎn)絲治愈升壓轉(zhuǎn)換器弊病

大多數(shù)基于電感的異步升壓轉(zhuǎn)換器（升壓開關(guān)類型）在電源和負(fù)載之間都存在直流電流路徑（圖 1）。這條路徑可能會(huì)產(chǎn)生兩個(gè)不良后果：首先，如果接地輸出或其他過載消耗大量輸出電流超過幾百毫秒，則箝位二極管（通常是肖特基型）會(huì)散發(fā)出所有真正的黑客都熟悉的熔融硅和灌封化合物的混合香氣。其次，如果由于任何原因（例如故意關(guān)斷）禁用開關(guān)動(dòng)作，則負(fù)載電壓僅比電源電壓低一個(gè)二極管壓降。如果該殘余電壓超出負(fù)載電路的預(yù)期穩(wěn)態(tài)工作范圍，則結(jié)果可能是不確定的電路行為。

圖1.電流從源極流向負(fù)載的直接路徑問題是升壓轉(zhuǎn)換器拓?fù)涔逃械膯栴}。

對(duì)于采用單片電流模式控制器和高邊電流檢測(cè)的相對(duì)較低的輸出電流應(yīng)用（<5A），這兩個(gè)問題都能得到巧妙解決。這些電路用同步開關(guān)晶體管代替箝位二極管，可通過關(guān)斷或移除輸入電源來禁用該晶體管。禁用該內(nèi)部晶體管或在關(guān)斷期間將其關(guān)閉會(huì)消除直流電流的路徑。然后，負(fù)載出現(xiàn)必要的高阻抗斷開。當(dāng)不處于關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，電路的逐周期電流檢測(cè)機(jī)制（使用內(nèi)部高端電流檢測(cè)電阻）可防止內(nèi)部電流過載造成的災(zāi)難性熔毀。最后，熱過載保護(hù)提供了一個(gè)安全的工作區(qū)域（SAO）。

對(duì)于輸出電流較高的應(yīng)用，其定價(jià)使得單片器件無(wú)法實(shí)現(xiàn)同步開關(guān)，負(fù)載斷開功能需要在控制器芯片外部使用高邊開關(guān)。使用高端檢流電阻和同步開關(guān)晶體管的分立電流模式拓?fù)涫强赡艿?，但這種方法存在PC板寄生效應(yīng)和布局依賴性，特別是在高開關(guān)頻率下。其結(jié)果是設(shè)計(jì)相對(duì)復(fù)雜，特別是當(dāng)系統(tǒng)限制要求低輸入電壓（<3.6V）時(shí)。

在較高峰值電感電流 （>5A） 水平下，同步、高端外部開關(guān)變得可行，但在本文討論的更適中的電感電流水平 （~1.5A 至 5A） 下，成本和復(fù)雜性會(huì)壓倒熱量和效率考慮因素。簡(jiǎn)單的箝位二極管也是最理想的解決方案。挑戰(zhàn)在于實(shí)現(xiàn)所需的負(fù)載斷開，同時(shí)保留使用不起眼的箝位二極管和樸素的升壓拓?fù)洹?/p>

圖2給出了一個(gè)簡(jiǎn)單而智能的解決方案，其中MAX668控制器說明了從低輸入電壓升壓的苛刻任務(wù)。該電流模式升壓控制器驅(qū)動(dòng)一個(gè)邏輯電平n溝道增強(qiáng)型MOSFET（配置在低端），并與一個(gè)低端檢流電阻串聯(lián);圖 2 中未顯示這兩種情況。相反，該電路和MAX668表示為一個(gè)模塊，以避免負(fù)載連接/斷開功能混亂。高邊開關(guān)是肖特基箝位二極管，因其低正向壓降（現(xiàn)為標(biāo)準(zhǔn)配置）而被選中。簡(jiǎn)單的升壓拓?fù)浔３植蛔?。該?yīng)用將 3.3V 升壓至 5V，并提供高達(dá) 3A 的負(fù)載電流。MAX668僅從3V或更高電壓升壓，但MAX669可以接受低至1.8V的輸入。

圖2.這款帶負(fù)載斷開功能的升壓轉(zhuǎn)換器說明了最低成本配置。

實(shí)現(xiàn)智能負(fù)載斷開的關(guān)鍵要素是p溝道增強(qiáng)模式MOSFET Q1。如圖所示，系統(tǒng)可以啟用該升壓電路（/ON）或關(guān)斷（OFF）。關(guān)斷期間D1導(dǎo)通，MAX3L電源端產(chǎn)生3.810V負(fù)23個(gè)二極管壓降。（這款微型上電復(fù)位器件采用 SOT3-24 封裝，吸收約 1μA 靜態(tài)電流，并保證在 810V 下工作。在這種情況下，MAX4L輸出為高電平，因?yàn)槠錁?biāo)稱復(fù)位門限為65.1V，迫使Q<>關(guān)斷并斷開負(fù)載與主電源的連接。

MAX668反饋電阻設(shè)置為在器件退出關(guān)斷狀態(tài)時(shí)產(chǎn)生5V輸出。當(dāng)上升輸出超過MAX810L輸入門限時(shí)，內(nèi)部單觸發(fā)導(dǎo)通約240ms。在此超時(shí)周期過后，MAX810輸出變?yōu)榈碗娖?，開啟Q1。

當(dāng)Q1導(dǎo)通時(shí)，MAX810持續(xù)監(jiān)測(cè)電源線的過載電流。過載導(dǎo)致輸出驟降至MAX810的內(nèi)部門限電壓以下，使其輸出在標(biāo)稱20微秒延遲時(shí)變?yōu)楦唠娖?，關(guān)斷Q1并斷開負(fù)載。不久之后，MAX668升壓動(dòng)作使MAX810輸入電壓升至門限以上。超時(shí)后，MAX810自動(dòng)重新連接負(fù)載。此循環(huán)重復(fù)，直到消除過多負(fù)載或禁用升壓電路。因此，Q1和MAX810充當(dāng)智能固態(tài)開關(guān)。

MAX810 （微功耗器件）具有相當(dāng)輕柔的推挽輸出級(jí)。它類似于供應(yīng)電流時(shí)的~6KΩ電阻和吸收電流時(shí)的~125Ω電阻。當(dāng)器件關(guān)閉或打開時(shí)，這些電阻會(huì)通過作用于Q1的米勒電容和相關(guān)Cgs來減慢速度。大調(diào)整管的相關(guān)RC時(shí)間常數(shù)為~0.6μs，假設(shè)總有效電容為5000pF，作用于MAX810的125Ω灌電流級(jí)。因此，全電壓轉(zhuǎn)換可以近似為10RC = 6μs。

完全關(guān)閉同一設(shè)備需要近 48 倍的時(shí)間（6K/125，290μs）。此近似值是可行的，但實(shí)際關(guān)斷發(fā)生在 V外達(dá)到增強(qiáng)閾值電壓（V千），遠(yuǎn)在 10 倍常數(shù)過去之前。關(guān)斷時(shí)間完全可以接受，Q1/MAX810組合用作固態(tài)保險(xiǎn)絲。另一方面，導(dǎo)通時(shí)間可能是一個(gè)問題，具體取決于啟動(dòng)負(fù)載和調(diào)整管的源極旁路與漏極旁路電容之比。如果啟動(dòng)負(fù)載較小，C1大于C2，則快速FET導(dǎo)通僅導(dǎo)致MAX810輸入端的電壓驟降很小（小于觸發(fā)復(fù)位所需的電壓驟降）。對(duì)于這些情況，該電路拓?fù)涞淖畋阋说膶?shí)現(xiàn)方式是圖2所示。

如果外部負(fù)載或C2充電在啟動(dòng)時(shí)吸收大電流，使得Q1的快速導(dǎo)通可能導(dǎo)致MAX810發(fā)出復(fù)位信號(hào)，則可以增加RC網(wǎng)絡(luò)以減慢導(dǎo)通速度（圖3）。正確選擇這些元件可以在MAX668的多個(gè)開關(guān)周期內(nèi)施加負(fù)載，使其輸出電壓保持在復(fù)位門限以上。減慢Q1導(dǎo)通速度可能是可取的，但減慢關(guān)斷速度可能不是。因此，該電路包括一個(gè)與電阻并聯(lián)的肖特基二極管，以快速禁用Q1，以響應(yīng)過大和意外的負(fù)載。

圖3.在圖2所示的MOSFET柵極電路中添加三個(gè)元件，可提供適應(yīng)重啟動(dòng)負(fù)載所需的慢連接/快速斷開。

這些電路需要一個(gè)邏輯電平p溝道MOSFET（如Q1）來充分增強(qiáng)通道并獲得低Rds導(dǎo)通。如果Q1的導(dǎo)通電阻足夠高，足以引起顯著的壓降（特別是在低輸出電壓應(yīng)用中，或者負(fù)載相對(duì)較遠(yuǎn)），則可能需要調(diào)節(jié)Q1的漏極側(cè)。在這樣做時(shí)，您應(yīng)該盡量減少寄生效應(yīng)并觀察良好的電路布局技術(shù)。這種遠(yuǎn)端調(diào)節(jié)可通過采用SOT23封裝的單刀雙擲低壓模擬開關(guān)（MAX4544）實(shí)現(xiàn)，由MAX810的輸出狀態(tài)控制（圖4）。

圖4.進(jìn)一步的修飾（如圖3所示）為帶負(fù)載斷開的升壓轉(zhuǎn)換器增加了遠(yuǎn)端檢測(cè)調(diào)節(jié)和低電壓檢測(cè)。

MAX4544工作在數(shù)據(jù)資料限值內(nèi)，電源電壓低至2.7V。當(dāng)輸入電源為3.3V時(shí)，肖特基二極管兩端的輸入電源約為0.3V，即使升壓轉(zhuǎn)換器關(guān)斷，MAX4544（和MAX810）仍能正常工作。關(guān)斷時(shí)MAX810輸出為高電平，將MAX4544 COM節(jié)點(diǎn)連接至常開（Q1源）。當(dāng)升壓轉(zhuǎn)換器導(dǎo)通時(shí)，連接到MAX4544 COM引腳的電阻向MAX668提供反饋。MAX4544在60V電源時(shí)的導(dǎo)通電阻最大值為5Ω，因此反饋電阻值應(yīng)遠(yuǎn)大于該值，以最大限度地減小輸出電壓誤差。導(dǎo)通電阻在 120V 時(shí)僅為 3Ω;因此，即使輸出電壓較低，MAX4544開關(guān)誤差也極小。

升壓電路使能后，超時(shí)周期過后，MAX810輸出變?yōu)榈碗娖剑ㄟ^Q1連接負(fù)載。同時(shí)，MAX810輸出還使反饋電阻切換到Q1的漏極側(cè)，從而允許在遠(yuǎn)離主升壓電路的負(fù)載處進(jìn)行輸出電壓調(diào)節(jié)。

該動(dòng)作還將MAX810輸入切換至Q1的漏極側(cè)，用于監(jiān)視負(fù)載時(shí)的過載情況。如果Q1的Rds-on在最大負(fù)載電流下導(dǎo)致壓降大于~1%，則上述安排特別有價(jià)值。如果 Rds-on 在 50V 電源上> 1A 輸出時(shí)> 5mΩ，則可能會(huì)發(fā)生這種情況。

響應(yīng)電流過載，MAX810輸出變?yōu)楦唠娖?，通過肖特基二極管快速關(guān)斷Q1。同時(shí)，它將自身和反饋電阻切換回Q1的源（輸入）側(cè)。上述配置使升壓輸出有機(jī)會(huì)重新進(jìn)入穩(wěn)壓狀態(tài)，之后MAX810重新連接負(fù)載。此循環(huán)重復(fù)，直到過載被消除。

MAX4544的先開后合開關(guān)動(dòng)作相當(dāng)快（10ns），因此反饋電阻兩端的小電容在分?jǐn)嗥趦?nèi)保持輸出電壓，以避免中斷MAX668反饋環(huán)路，并為MAX810供電。為防止對(duì)MAX668瞬態(tài)響應(yīng)產(chǎn)生明顯影響，該電容應(yīng)足夠大，以避免在分?jǐn)嗥陂g出現(xiàn)大量放電，同時(shí)又應(yīng)足夠小，以確保MAX4544導(dǎo)通電阻具有較小的時(shí)間常數(shù)。

MAX4544的開關(guān)控制輸入沒有施密特觸發(fā)器，但可以容忍緩慢移動(dòng)的邏輯電平信號(hào)（但是，這些信號(hào)會(huì)導(dǎo)致10-4從電源節(jié)點(diǎn)到地轉(zhuǎn)換期間流過的電流順序）。一旦達(dá)到開關(guān)閾值，實(shí)際的開關(guān)動(dòng)作就會(huì)很快。

當(dāng)使用MAX669升壓2.5V及以下的低輸出電壓時(shí)，可能需要負(fù)電壓來完全增強(qiáng)Q1。例如，連接到LX節(jié)點(diǎn)的廉價(jià)分立電荷泵可以產(chǎn)生-Vout + Vd（圖5）。對(duì)于 2.7V 輸出，使用標(biāo)準(zhǔn) pn 結(jié)二極管時(shí)可產(chǎn)生 -2.0V，使用肖特基二極管時(shí)可產(chǎn)生 -2.4V。每當(dāng)升壓轉(zhuǎn)換器使能時(shí)，該電壓就會(huì)存在，它為MAX4544提供負(fù)電源（可承受12V的電源電壓），并為Q1提供偏置。

圖5.為了實(shí)現(xiàn)低輸出電壓下的負(fù)載斷開，該電路通過為柵極驅(qū)動(dòng)IC （MAX810L）產(chǎn)生負(fù)電源軌，確保MOSFET得到足夠的驅(qū)動(dòng)。

雖然Q1在MAX810輸出變低時(shí)導(dǎo)通，但MAX810的復(fù)位門限不能準(zhǔn)確檢測(cè)主輸出電壓，其接地端折合到負(fù)電荷泵輸出。因此，MAX810接地端接地，其輸出驅(qū)動(dòng)由Q2和Q3組成的電平轉(zhuǎn)換器，使得Q1的柵極被拉至負(fù)電源軌進(jìn)行導(dǎo)通。

MAX668在輕負(fù)載時(shí)具有空閑模式?脈沖頻率調(diào)制（PFM），當(dāng)主電源的負(fù)載電流較低時(shí)，允許跳過充電脈沖。當(dāng)脈沖被跳過時(shí)，Q2的發(fā)射極電流（由R1設(shè)置）對(duì)C3放電。該作用可能導(dǎo)致MAX4544的電源電壓不足，即使主輸出電壓處于穩(wěn)壓狀態(tài)。反過來，這種效應(yīng)會(huì)導(dǎo)致內(nèi)部模擬開關(guān)的導(dǎo)通電阻飆升，MAX668的反饋電壓下降到地。

MAX668試圖通過提高輸出電壓進(jìn)行補(bǔ)償，可能導(dǎo)致過壓情況。作為解毒劑，請(qǐng)確保反饋電阻（主輸出電壓上的最小直流負(fù)載）足夠小，以略快于Q3發(fā)射極電流對(duì)C2放電的放電。無(wú)論 Q1 是否傳導(dǎo)，以下不等式都可以調(diào)整 C3 的大?。?/p>

（Vout-Vbe）/（R1 × C3） < Vout/[（Ra+Rb）×（C1+C2）]。

如果在正常PWM操作期間沒有跳過充電脈沖，則與C4相比，C3可能很小;但是跳過的脈沖越多，C4必須越大。當(dāng)脈沖跳躍后升壓動(dòng)作恢復(fù)時(shí)，當(dāng)Q2保持關(guān)閉時(shí)，C4應(yīng)該足夠大，以便在C3充滿電之前為C1充電。

許多元件和互連器件會(huì)影響圖668和圖3所示的MAX4反饋路徑，這些元件的故障會(huì)產(chǎn)生過壓Vout，從而破壞負(fù)載。為了提高安全性，從C1連接到MAX668 FB引腳（其陽(yáng)極連接到FB）的齊納二極管（未顯示）可以提供覆蓋的本地反饋環(huán)路，將輸出箝位在（Vz + VFB）。為防止過壓過大，請(qǐng)將Vz設(shè)置為等于最大調(diào)節(jié)Vout減去最大VFB。

如果系統(tǒng)必須在升壓轉(zhuǎn)換器保持導(dǎo)通時(shí)單獨(dú)控制多個(gè)負(fù)載，可以用MAX810代替MAX812（采用4引腳SOT143封裝）。MAX812的第<>引腳設(shè)計(jì)用于手動(dòng)復(fù)位應(yīng)用，但通過作為邏輯電平信號(hào)覆蓋每個(gè)智能固態(tài)保險(xiǎn)絲，可以強(qiáng)制斷開本地負(fù)載和主升壓輸出之間的斷開。這種方法使您可以獨(dú)立控制主升壓電源上的每個(gè)負(fù)載。

最后但并非最不重要的一點(diǎn)是，這種智能固態(tài)熔斷技術(shù)無(wú)需電源循環(huán)即可自動(dòng)復(fù)位，無(wú)需更換或現(xiàn)場(chǎng)故障排除，無(wú)需局限于升壓轉(zhuǎn)換器輸出。它幾乎可以取代任何系統(tǒng)的直流電源總線上的保險(xiǎn)絲，無(wú)論電壓如何。（高于60V的總線電壓可能需要MAX810輸出的非邏輯電平FETS和電平轉(zhuǎn)換器。只需使用兩個(gè)精密電阻器為較高電壓設(shè)置適當(dāng)?shù)耐獠科茫?strong>圖 6），即可將固態(tài)保險(xiǎn)絲設(shè)置為由總線電源電壓中的編程驟降觸發(fā)。

圖6.將負(fù)載斷開概念擴(kuò)展到非升壓轉(zhuǎn)換器電路，形成適用于任何直流電源總線的固態(tài)保險(xiǎn)絲。

例如，假設(shè)要保護(hù) -48 伏電壓免受過電流的影響。我們中斷電源軌側(cè)而不是接地側(cè)，因?yàn)殡妷涸礊樨?fù)，我們使用n溝道FET和MAX809T復(fù)位電路，其復(fù)位輸出極性與MAX810相反。正常工作時(shí)，電源電壓范圍可低至 -36V（圖 7）。

圖7.該固態(tài)保險(xiǎn)絲可保護(hù)負(fù)直流電源總線。

設(shè)計(jì)公式如下：

MAX809在整個(gè)溫度范圍內(nèi)的最大靜態(tài)電流約為100μA，通過Rh和RL的電流應(yīng)高出約100倍，以最大限度地降低靜態(tài)電流對(duì)跳變電壓的影響：36/（Rh+RL） = 10 mA，因此

(Rh+RL) = 3600 Ohms.

MAX809的門限遠(yuǎn)低于電源跳變電壓，因此RL小于Rh，大約為V閾值/（V閾值+V電源跳閘）=3/（36+3）=0.077。因此，MAX809 Iq流過~93.3%的（Rh+RL），導(dǎo)致電壓跳閘貢獻(xiàn)為~0.336V。考慮到這一事實(shí)，將用于計(jì)算Rh和RL的初始跳變電壓設(shè)置為36V - 0.336V = 35.664V。Rh 和 RL 采用 1% 電阻，電源跳閘 = 35.664V。當(dāng)MAX809T門限處于最小值（3.15V，在-40°C至+ 85°C的溫度范圍內(nèi)）時(shí)，會(huì)出現(xiàn)此門限：

35.664V[RL（0.99）/（RL（0.99）+Rh（1.01））] = 3.15V.

RL和Rh的計(jì)算值分別為323.81Ω和3276.19Ω。最接近的 1% 值是 320 和 3280?？紤]到這些電阻值和100μA Iq，最大電源跳閘電壓變?yōu)?6.09V，略高于36V。此結(jié)果也僅針對(duì)所有錯(cuò)誤的同時(shí)最壞情況值發(fā)生，這在實(shí)踐中很少見。對(duì)于大多數(shù)應(yīng)用，上述設(shè)計(jì)是完全可以接受的。MAX809的標(biāo)稱門限電壓提供-34.65V的標(biāo)稱跳閘電壓。

Rh 的額定功率應(yīng)為 0.5W。當(dāng)V電源超過最小限值時(shí)，RL兩端的電壓超過MAX809的最大輸入電壓額定值，如圖所示，在RL兩端放置一個(gè)5V±5%齊納二極管。

審核編輯：郭婷