直流到直流降壓轉(zhuǎn)換器教程和圖表

為什么使用開關(guān)穩(wěn)壓器？

與線性穩(wěn)壓器相比，開關(guān)穩(wěn)壓器具有三個主要優(yōu)勢。首先，開關(guān)效率可以好得多。其次，由于傳輸過程中的能量損失較少，因此需要更小的組件和更少的熱管理。第三，電感器在開關(guān)穩(wěn)壓器中存儲的能量可以轉(zhuǎn)換為大于輸入（升壓）、負(fù)（逆變器）的輸出電壓，甚至可以通過變壓器傳輸，以提供相對于輸入的電氣隔離（圖 4）。

鑒于開關(guān)穩(wěn)壓器的優(yōu)勢，人們可能想知道線性穩(wěn)壓器可以在哪里使用？線性穩(wěn)壓器提供更低的噪聲和更高的帶寬;它們的簡單性有時可以提供更便宜的解決方案。

誠然，開關(guān)穩(wěn)壓器存在缺點。它們可能很嘈雜，需要以控制回路的形式進行能量管理。幸運的是，這些控制問題的解決方案集成在現(xiàn)代開關(guān)模式控制器芯片中。

充電階段

基本升壓配置如圖5所示。假設(shè)開關(guān)長時間開路，二極管兩端的壓降為負(fù)，則電容器兩端的電壓等于輸入電壓。當(dāng)開關(guān)閉合時，輸入電壓，+V在，在電感兩端施加，二極管阻止電容器放電+V外接地。由于輸入電壓為直流，流經(jīng)電感的電流隨時間線性上升，速率與輸入電壓除以電感成正比。

圖5.充電階段：當(dāng)開關(guān)閉合時，電流通過電感器斜坡上升。

放電階段

圖6顯示了放電階段。當(dāng)開關(guān)再次斷開時，電感電流繼續(xù)流入整流二極管，為輸出充電。隨著輸出電壓的上升，電流的斜率di/dt，盡管電感反轉(zhuǎn)。輸出電壓上升，直到達(dá)到平衡或：

VL= L × di/dt

換句話說，電感電壓越高，電感電流下降得越快。

圖6.放電階段：當(dāng)開關(guān)斷開時，電流通過整流二極管流向負(fù)載。

在穩(wěn)態(tài)工作條件下，電感器在整個開關(guān)周期內(nèi)的平均電壓為零。這意味著通過電感器的平均電流也處于穩(wěn)定狀態(tài)。這是管理所有基于電感的開關(guān)拓?fù)涞闹匾?guī)則。更進一步，我們可以確定在給定的充電時間內(nèi)，t上，并且給定的輸入電壓和電路處于平衡狀態(tài)，存在特定的放電時間t關(guān)閉，用于輸出電壓。由于穩(wěn)態(tài)下的平均電感電壓必須等于零，因此我們可以計算升壓電路：

VIN × tON = tOFF × VL
因為：

VOUT = VIN + VL
然后我們可以建立關(guān)系：

VOUT = VIN × （1 + tON/tOFF）
使用占空比 （D） 的關(guān)系：

tON/（tON + tOFF） = D
然后對于升壓電路：

VOUT = VIN/（1-D）
對于降壓電路，可以進行類似的推導(dǎo)：

VOUT = VIN × D
對于逆變電路（反激式）：

VOUT = 輸入電壓 × 深/（1-D）

控制技術(shù)

從升壓、降壓和反激（反激）的推導(dǎo)可以看出，改變占空比可以控制穩(wěn)態(tài)輸出相對于輸入電壓。這是管理所有基于電感的開關(guān)電路的關(guān)鍵概念。

電壓模式脈寬調(diào)制

最常見的控制方法（如圖7所示）是脈寬調(diào)制（PWM）。該方法取輸出電壓樣本，并從基準(zhǔn)電壓中減去該樣本，以建立小誤差信號（V錯誤).將該誤差信號與振蕩器斜坡信號進行比較。比較器輸出一個數(shù)字輸出（PWM），用于操作電源開關(guān)。當(dāng)電路輸出電壓發(fā)生變化時，V錯誤也會發(fā)生變化，從而導(dǎo)致比較器閾值發(fā)生變化。因此，輸出脈沖寬度（PWM）也會發(fā)生變化。然后，該占空比變化移動輸出電壓，將誤差信號降至零，從而完成控制環(huán)路。

圖7.變化的誤差信號產(chǎn)生脈寬調(diào)制開關(guān)信號。

圖8所示為采用MAX1932升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的實用電路。該IC是一個集成控制器，帶有板載可編程數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）。DAC通過串行鏈路以數(shù)字方式設(shè)置輸出電壓。R5和R8形成一個分壓器，用于計量輸出電壓。當(dāng)DAC電壓與基準(zhǔn)電壓（6.1V）相同時，R25實際上不在電路中。這是因為R6兩端的電壓為零，因此電流為零。當(dāng)DAC輸出為零（地）時，R6與R8有效并聯(lián)。這兩個條件分別對應(yīng)于40V和90V的最小和最大輸出調(diào)整范圍。

圖8.MAX1932提供帶電壓模式控制的集成升壓電路。

接下來，從內(nèi)部1.25V基準(zhǔn)中減去分壓器信號，然后放大。然后，該誤差信號作為電流源輸出到引腳8上。這與差分輸入對一起構(gòu)成跨導(dǎo)放大器。之所以采用這種布置，是因為誤差放大器的輸出是高阻抗（電流源），允許通過改變R7和C4來調(diào)節(jié)電路的增益。這種布置還提供了調(diào)整環(huán)路增益以獲得可接受的穩(wěn)定性裕量的能力。然后，引腳8上的誤差信號被轉(zhuǎn)發(fā)到比較器并輸出以驅(qū)動電源開關(guān)。R1是一個檢流電阻器，用于測量輸出電流。當(dāng)電流高得令人無法接受時，PWM電路關(guān)斷，從而保護電路。

圖7和圖8中的開關(guān)類型（拓?fù)洌┍粴w類為電壓模式控制器（VMC），因為反饋調(diào)節(jié)輸出電壓。為了進行分析，我們可以假設(shè)如果環(huán)路增益是無限大的，則理想電壓源的輸出阻抗為零。

電流模式脈寬調(diào)制

另一種常用的控制類型是電流模式控制（CMC）。該方法調(diào)節(jié)輸出電流，在無限環(huán)路增益下，輸出為高阻抗源。在CMC中，電流環(huán)路嵌套在較慢的電壓環(huán)路中，如圖9所示;斜坡由電感電流的斜率產(chǎn)生，并與誤差信號進行比較。因此，當(dāng)輸出電壓下降時，CMC為負(fù)載提供更多電流。CMC的優(yōu)點是能夠管理電感電流。在VMC中，電感電流不計量。這成為一個問題，因為電感器與輸出濾波電容器一起形成諧振電路，諧振電路可能會振鈴甚至引起振蕩。電流模式控制檢測電感電流以校正不一致。雖然很難實現(xiàn)，但精心挑選的補償元件可以有效地抵消VCM中的這種諧振。

圖 9.電流模式脈寬調(diào)制。

負(fù)載點 （POL） 升壓穩(wěn)壓器

圖10中的電路采用CMC和MAX668控制器。該升壓電路與圖7和圖8類似，不同之處在于R1檢測CMC的電感電流。R1和一些內(nèi)部比較器提供電流限值。R5與C9一起濾除檢測電阻上的開關(guān)噪聲，以防止誤觸發(fā)電流限值。MAX668的內(nèi)部限流門限是固定的;改變電阻R1可調(diào)整限流設(shè)置。電阻R2設(shè)置工作頻率。MAX668為多功能集成電路，可提供寬范圍的DC-DC轉(zhuǎn)換。

MAX668的外部元件具有高額定電壓，為大功率應(yīng)用提供了更大的靈活性。

圖 10.MAX668用于電流模式控制的升壓電路。

對于低輸入電壓、需要較低功率的便攜式應(yīng)用，推薦使用MAX1760和MAX8627 （輸出電流1A）。后一種器件使用內(nèi)部FET，并通過使用FET的電阻來測量電感電流來檢測電流（無需檢測電阻）。

毫微功耗升壓轉(zhuǎn)換器

升壓轉(zhuǎn)換器廣泛用于消費電子產(chǎn)品，以提高和穩(wěn)定鋰離子電池在負(fù)載下的下垂電壓。物聯(lián)網(wǎng)（IoT）是一個新的且不斷增長的消費市場，這是一個基于“云”的無線互連設(shè)備網(wǎng)絡(luò)，通常包括音頻，視頻，智能家居和可穿戴應(yīng)用。物聯(lián)網(wǎng)趨勢與綠色能源（減少電力浪費和轉(zhuǎn)向可再生能源形式的驅(qū)動力）相結(jié)合，要求小型設(shè)備長時間自主運行，同時消耗很少的電力。MAX17222毫微功耗同步升壓轉(zhuǎn)換器符合要求。MAX17222提供400mV至5.5V輸入范圍、0.5A峰值電感電流限值和輸出電壓，可通過單個標(biāo)準(zhǔn)1%電阻選擇。新穎的真關(guān)機?模式產(chǎn)生的漏電流在納安范圍內(nèi)，使其成為真正的毫微功耗器件！

圖11給出了MAX17222在關(guān)斷和靜態(tài)電流方面的基本要素。

圖 11.MAX17222關(guān)斷和靜態(tài)電流

真關(guān)斷功能將輸出與輸入斷開，無正向或反向電流，從而產(chǎn)生非常低的漏電流。輸入靜態(tài)電流（I秦MAX17222為0.5nA （啟動后使能開路）和輸出靜態(tài)電流（I庫特） 為 300nA。

降壓穩(wěn)壓器

圖12顯示了Maxim快速PWM?架構(gòu)的簡化版本。為了分析該降壓電路，我們從低于基準(zhǔn)電壓源定義的調(diào)節(jié)閾值的反饋信號開始。如果沒有正向電流故障，則上計算DH導(dǎo)通時間的一次性定時器與DH一起立即打開。這 t上計算基于輸出電壓除以輸入，輸入近似于維持由常數(shù)K定義的固定開關(guān)頻率所需的導(dǎo)通時間。一旦 t上一次性定時器已過期，DH 已關(guān)閉，DL 已打開。然后，如果電壓仍低于調(diào)節(jié)閾值，DH會立即重新開啟。這允許電感電流快速上升以滿足負(fù)載要求。一旦達(dá)到與負(fù)載的平衡，平均電感電壓必須為零。因此，我們計算：

圖 12.Maxim快速PWM控制的簡化框圖。

tON × （VIN - VOUT） = tOFF × VOUT
重新 排列：

VOUT/（VIN - VOUT） = 開/關(guān)
在兩邊加 1 并收集術(shù)語：

VOUT/VIN = tON/（tON + tOFF）
因為占空比為 D：

tON/（tON + tOFF） = D
對于降壓電路：

D = 輸出電壓/輸入電壓

與PWM相比，Maxim專有的Quick-PWM控制方法具有一定的優(yōu)勢。當(dāng)輸出電壓降至穩(wěn)壓門限以下時，快速PWM控制會產(chǎn)生一個新的周期。因此，重瞬變迫使輸出下降，立即觸發(fā)新的導(dǎo)通周期。此操作會導(dǎo)致 100ns 負(fù)載階躍響應(yīng)。同樣需要注意的是，與圖1中的降壓電路不同，圖12使用MOSFET （Q2）代替二極管作為放電路徑。這種設(shè)計降低了與二極管壓降相關(guān)的損耗;MOSFET 溝道的導(dǎo)通電阻兼作電流檢測。由于需要輸出電壓紋波來激勵電路開關(guān)，因此需要具有一定ESR的輸出濾波電容器來保持穩(wěn)定性。Quick-PWM架構(gòu)還可以通過將輸入電壓信號直接饋送到導(dǎo)通時間計算器來快速響應(yīng)線路輸入變化。其他方法必須等待輸出電壓下降或飆升后再采取行動，而這通常為時已晚。

DDR 內(nèi)存電源降壓控制器

快速PWM的實際應(yīng)用如圖13所示。MAX8632為集成DDR存儲器電源。除快速PWM降壓電路（VDDQ）外，MAX8632還集成了高速線性穩(wěn)壓器（VTT），用于管理DDR存儲器系統(tǒng)中的總線瞬變。與開關(guān)穩(wěn)壓器相比，線性穩(wěn)壓器具有特定的優(yōu)勢：線性穩(wěn)壓器沒有用于限制電流壓擺率的電感器，因此非?？斓碾娏鲏簲[率可以為負(fù)載瞬變提供服務(wù)。較慢的電路需要大電容器來提供負(fù)載電流，直到電源可以增加電流以服務(wù)于負(fù)載。

圖 13.MAX8632采用Maxim的Quick-PWM架構(gòu)和線性穩(wěn)壓器，提供完整的DDR電源系統(tǒng)。該器件可用作主 GPU 或標(biāo)準(zhǔn)內(nèi)核邏輯電源。

效率

開關(guān)穩(wěn)壓器最大的功率損耗因素之一是整流二極管。功耗只是正向壓降乘以流過它的電流。硅二極管的反向恢復(fù)也會產(chǎn)生損耗。這些功率損耗會降低整體效率，需要散熱器或風(fēng)扇形式的熱管理。

為了將這種損耗降至最低，開關(guān)穩(wěn)壓器可以使用具有相對較低的正向壓降和良好反向恢復(fù)的肖特基二極管。但是，為了獲得最大效率，您可以使用MOSFET開關(guān)代替二極管。這種設(shè)計被稱為“同步整流器”（見圖12、13和14）。當(dāng)主開關(guān)閉合時，同步整流開關(guān)斷開，反之亦然。為防止交叉?zhèn)鲗?dǎo)（頂部和底部開關(guān)同時導(dǎo)通），開關(guān)方案必須先開后合。因此，在主開關(guān)打開和同步整流開關(guān)閉合之間的間隔內(nèi)（死區(qū)時間），仍然需要二極管導(dǎo)通。當(dāng)MOSFET用作同步開關(guān)時，電流通常反向流動（源極到漏極），這允許集成體二極管在死區(qū)時間內(nèi)傳導(dǎo)電流。當(dāng)同步整流器開關(guān)閉合時，電流流過MOSFET溝道。由于功率MOSFET的溝道電阻非常低，整流二極管的標(biāo)準(zhǔn)正向壓降可以降低到幾毫伏。同步整流可以提供遠(yuǎn)高于90%的效率。

圖 14.降壓電路的同步整流。請注意集成的 MOSFET 體二極管。

跳頻模式提高了輕負(fù)載效率

許多現(xiàn)代開關(guān)控制器提供的一項功能是跳頻模式。跳頻模式允許穩(wěn)壓器在不需要時跳躍周期，從而大大提高了輕負(fù)載下的效率。對于帶有整流二極管的標(biāo)準(zhǔn)降壓電路（圖1），不啟動新周期只會使電感電流或電感能量放電至零。此時，二極管阻止任何反向電感電流，電感兩端的電壓變?yōu)榱?。這稱為“不連續(xù)模式”，如圖 15 所示。在跳頻模式下，當(dāng)輸出電壓降至調(diào)節(jié)門限以下時，將啟動一個新的周期。在跳頻模式和不連續(xù)操作時，開關(guān)頻率與負(fù)載電流成正比。不幸的是，同步整流器的情況要復(fù)雜一些。這是因為如果柵極保持導(dǎo)通，電感電流可能會在 MOSFET 開關(guān)中反轉(zhuǎn)。MAX8632集成了一個比較器，當(dāng)流過電感的電流反轉(zhuǎn)并打開開關(guān)時，該比較器允許MOSFET的體二極管阻斷反向電流。

圖 15.在不連續(xù)模式下，電感完全放電，然后電感電壓為零。

圖16顯示，跳躍模式提高了輕負(fù)載效率，但代價是噪聲，因為開關(guān)頻率不是固定的。強制PWM控制技術(shù)保持恒定的開關(guān)頻率，并隨著操作參數(shù)的變化而改變充電周期與放電周期的比率。由于開關(guān)頻率是固定的，噪聲頻譜相對較窄，因此允許簡單的低通或陷波濾波器技術(shù)大大降低峰峰值紋波電壓。由于噪聲可以放置在靈敏度較低的頻段中，因此PWM在電信和其他關(guān)注噪聲干擾的應(yīng)用中很受歡迎。

圖 16.帶和不帶跳躍模式的效率。

高功率負(fù)載點降壓轉(zhuǎn)換器

MOSFET功率開關(guān)現(xiàn)在與控制器集成在一起，形成單芯片方案，如圖1945所示的MAX17電路。該芯片的底部有一個金屬塊，可帶走芯片的熱量，因此 28 引腳 TSSOP 封裝可以耗散超過 1W 的功率，從而使電路能夠為其負(fù)載提供超過 10W 的功率。采用 1MHz 開關(guān)頻率時，輸出電感和濾波電容器的尺寸可以減小，從而進一步節(jié)省寶貴的空間和元件數(shù)量。隨著MOSFET功率開關(guān)技術(shù)的不斷改進，開關(guān)模式性能也將隨之提高，從而進一步降低成本、尺寸和熱管理問題。

圖 17.MAX1945為6A內(nèi)部開關(guān)器件，器件數(shù)量少，占位面積小，節(jié)省電路板空間。

低功耗POL降壓轉(zhuǎn)換器

MAX1836/MAX1837高效降壓轉(zhuǎn)換器采用高達(dá)3V的電源電壓提供預(yù)設(shè)的3.5V或24V輸出電壓。利用外部反饋電阻器，輸出電壓可在 1.25V 至 VIN 范圍內(nèi)調(diào)節(jié)。內(nèi)部限流開關(guān)MOSFET可提供高達(dá)125mA （MAX1836）或250mA （MAX1837）的負(fù)載電流。獨特的限流控制方案可在高達(dá) 100% 的占空比下工作，最大限度地降低了壓差電壓 （120mA 時為 100mV）。此外，該控制方案將輕負(fù)載下的電源電流減小至 12μA。 高開關(guān)頻率允許使用纖巧的表面貼裝電感器和輸出電容器。MAX1836/MAX1837降壓轉(zhuǎn)換器具有內(nèi)部開關(guān)MOSFET，采用6引腳SOT23和3mm x 3mm TDFN封裝，非常適合低成本、低功耗、空間敏感型應(yīng)用。

毫微功耗降壓轉(zhuǎn)換器

MAX3864xA/B是毫微功耗系列超低330nA靜態(tài)電流降壓DC-DC轉(zhuǎn)換器，工作在1.8V至5.5V輸入電壓，支持高達(dá)175mA、350mA、700mA的負(fù)載電流，峰值效率高達(dá)96%。在停機模式中，只有 5nA 的關(guān)斷電流。這些器件在整個負(fù)載范圍內(nèi)提供超低靜態(tài)電流、小總解決方案尺寸和高效率。MAX3864xA/B非常適合電池壽命較長的電池應(yīng)用。MAX3864xA/B系列采用獨特的控制方案，在寬輸出電流范圍內(nèi)提供超低靜態(tài)電流和高效率。MAX3864xA/B器件采用節(jié)省空間的1.42mm x 0.89mm 6引腳晶圓級封裝（WLP）（2x 3凸塊，0.4mm間距）以及2mm x 2mm、6引腳μDFN封裝。

總結(jié)

雖然開關(guān)技術(shù)更難實現(xiàn)，但在各種便攜式和固定式設(shè)計中，開關(guān)電路幾乎完全取代了線性電源。這是因為開關(guān)電路提供了更高的效率、更小的元件和更少的熱管理問題。

審核編輯：郭婷