反激式電路中使用的超快速恢復(fù)二極管的選擇

本應(yīng)用筆記介紹了用戶(hù)線(xiàn)路接口卡（SLIC）應(yīng)用中高壓反相反激式轉(zhuǎn)換器的二極管選擇過(guò)程和緩沖器設(shè)計(jì)。討論了影響電路中開(kāi)關(guān)瞬變的關(guān)鍵二極管參數(shù)，以及輸出二極管緩沖電路的設(shè)計(jì)。

PC和電信市場(chǎng)的最新發(fā)展現(xiàn)在將電力電子開(kāi)關(guān)頻率從線(xiàn)路頻率擴(kuò)展到MHz范圍。這一趨勢(shì)導(dǎo)致了電子開(kāi)關(guān)元件技術(shù)的發(fā)展，例如功率整流器和電源開(kāi)關(guān)。在這些開(kāi)關(guān)頻率下，超快功率整流器性能非常重要。它要求二極管具有具有軟恢復(fù)特性的低恢復(fù)電荷和具有快速導(dǎo)通的低正向壓降。本應(yīng)用筆記旨在討論影響電路的二極管參數(shù)，以便設(shè)計(jì)出可靠的電源。

為了舉例說(shuō)明二極管參數(shù)對(duì)電路性能的影響，本應(yīng)用筆記以使用MAX1856的反激式電路為例。第一部分簡(jiǎn)要介紹了此處用作示例的反激式電路。第二部分討論影響電路中開(kāi)關(guān)瞬變的重要二極管參數(shù)、輸出二極管緩沖電路的設(shè)計(jì)以及整流器的導(dǎo)通、開(kāi)關(guān)和反向阻斷對(duì)整體功耗的貢獻(xiàn)。快速整流器的制造商可能會(huì)列出第二部分中討論的所有或部分參數(shù)。第三部分也是最后一部分討論本電路中四種不同二極管的性能。這提供了一種評(píng)估應(yīng)用電路中不同二極管性能的方法。本文最后期望未來(lái)通過(guò)進(jìn)一步的技術(shù)發(fā)展帶來(lái)性能的改進(jìn)。

MAX1856反激式電路

MAX1856（圖1）用于反激式配置，從12V輸入為用戶(hù)線(xiàn)路接口卡（SLIC）供電。-90V/0.32A輸出用于振鈴器功能，-30V/0.15A輸出用于通話(huà)電池。

圖1.SLIC電源原理圖。

MAX1856電流模式PWM控制器采用反相反激式配置，產(chǎn)生SLIC電源所需的相對(duì)較高的負(fù)電壓。PWM模式控制器使用固定頻率電流模式操作，其中占空比由輸入輸出電壓比和變壓器匝數(shù)比決定。電流模式反饋環(huán)路調(diào)節(jié)峰值電感電流作為輸出誤差信號(hào)的函數(shù)。MAX1856采用低側(cè)外部檢測(cè)電阻（圖1中的R1）來(lái)監(jiān)測(cè)峰值電感電流。接通后，控制器立即將電流檢測(cè)電路屏蔽 100ns，以最大限度地降低噪聲靈敏度。此外，電流檢測(cè)引腳（CS+）上的濾波器（圖10中的R7和C1）可提高抗擾度。該時(shí)間常數(shù)應(yīng)足夠低，以免使電流檢測(cè)信號(hào)失真。通常，最大R10-C7時(shí)間常數(shù)應(yīng)小于1/10千控制環(huán)路正常工作的最小占空比。請(qǐng)參考MAX1856數(shù)據(jù)資料，了解該電路設(shè)計(jì)過(guò)程的指南。

變壓器匝數(shù)比為1：2，2，2（見(jiàn)圖1），次級(jí)繞組堆疊。這在標(biāo)稱(chēng)輸入電壓下的最大占空比為 56%。變壓器庫(kù)柏電子CTX03-15220的初級(jí)電感約為4μH，漏感LLP80nH。假設(shè)所有初級(jí)繞組和次級(jí)繞組之間有理想的耦合，則換算成最大次級(jí)漏感LLS，約3μH。

變壓器吞吐能力是工作頻率以及鐵芯和氣隙有效體積的函數(shù)。為了使用EFD30內(nèi)核（CTX20-03變壓器）獲得所需的15220W功率，MAX1856需要工作在最大頻率（500kHz）。這種高開(kāi)關(guān)頻率要求變壓器的次級(jí)側(cè)有一個(gè)高速整流器。它應(yīng)具有快速恢復(fù)和快速導(dǎo)通特性，正向壓降低。非常快的二極管恢復(fù)會(huì)產(chǎn)生顯著的輻射和傳導(dǎo)噪聲。如果感應(yīng)電壓過(guò)沖超過(guò)二極管的擊穿電壓，也會(huì)損壞二極管。但是，非常緩慢的恢復(fù)會(huì)增加功率損耗。整流器在-90V和0.32A輸出時(shí)必須具有較高的反向擊穿電壓，以承受輸出電壓（90V），加上反射輸入電壓（6×12 = 72V），在這種情況下為162V。二極管的平均額定電流必須超過(guò)最大輸出電流。要選擇合適的二極管，必須首先列舉重要的整流器特性。

二極管特性和緩沖器設(shè)計(jì)

本節(jié)首先簡(jiǎn)要討論整流器特性，然后是緩沖器設(shè)計(jì)指南，最后討論整流器的功耗。

二極管波形和特性

快速整流二極管使用p-i-n結(jié)構(gòu)的某種變化。從傳導(dǎo)狀態(tài)到阻塞狀態(tài)的轉(zhuǎn)換需要有限的時(shí)間。這稱(chēng)為反向恢復(fù)時(shí)間 （tRR）的二極管。這可以進(jìn)一步分為時(shí)間，t一個(gè)，用于在阻斷電壓之前去除載流子（通過(guò)二極管的電流在短時(shí)間內(nèi)反轉(zhuǎn)），并且時(shí)間，tb，在此期間，二極管電壓以 dV 的變化率變?yōu)樨?fù)R/dt.為了減少正向壓降，增加注入意味著在二極管能夠阻斷電壓之前，需要從固有區(qū)域去除更多的電荷。因此，這將對(duì)反向恢復(fù)時(shí)間產(chǎn)生不利影響。快速恢復(fù)整流器制造商通常會(huì)嘗試為這兩個(gè)要求找到最佳權(quán)衡。

下面的圖2給出了快速恢復(fù)整流器的波形和恢復(fù)特性的定義。通過(guò)時(shí)間t期間大反向電流的流動(dòng)來(lái)消除本征區(qū)域中存儲(chǔ)的電荷一個(gè).在這段時(shí)間結(jié)束時(shí)，結(jié)變得反向偏置。此時(shí)的反向電流定義為峰值反向恢復(fù)電流IRRM.I 的值RRM與通過(guò)過(guò)零dI的正向電流變化率成正比F/dt.

IRRM = (dIF/dt) × ta

然后反向電流通過(guò)復(fù)合以dI的速率減小R/dt 在時(shí)間 t 中b.反向恢復(fù)費(fèi)用的金額由下式給出

QRR= （IRRM× 噸RR)/2

其中trr = ta + tb

某些整流器數(shù)據(jù)表可能會(huì)定義軟度因數(shù) S，其中

S = (ta/tb)

二極管電壓現(xiàn)在以與dI成正比的速率變?yōu)樨?fù)R/dt.在此二極管恢復(fù)期間，由于寄生電感L，電流變化將導(dǎo)致反向電壓過(guò)沖LS在變壓器次級(jí)中。峰值反向電壓VRRM然后由

VRRM= LLS× dIR/dt

圖2.反向恢復(fù)波形和定義。

如果峰值反向電壓過(guò)大，可能會(huì)損壞開(kāi)關(guān)整流器。此外，非?？斓淖兓蕰?huì)產(chǎn)生顯著的輻射和傳導(dǎo)噪聲。但是，如果變化率太低，則反向恢復(fù)時(shí)間將增加，這將增加整流器在從導(dǎo)通狀態(tài)到阻塞狀態(tài)的轉(zhuǎn)換期間的功耗，如下所述（參見(jiàn)整流器功耗部分）。

緩沖器設(shè)計(jì)

寄生二極管自電容CD然后由

CD = (IRRM × trr)/(2 × VRRM)

該寄生電容，CD，與寄生電感諧振，LLS，在變壓器次級(jí)和電流檢測(cè)信號(hào)和一般應(yīng)用電路中引起噪聲問(wèn)題。為了抑制這種振鈴，可以在圖2中次級(jí)整流器（D1）的陰極使用RC緩沖器（緩沖器放置在該整流器上，因?yàn)樵撦敵鏊璧妮敵龉β首畲螅＞彌_器組件值 R5 和 C10 由下式給出（見(jiàn)圖 1）

R5 = √(LLS/CD) and C10 = 3 × CD or C10 = 4 × CD

整流器功耗

最后，考慮了不同工作模式下整流器中的功耗。在開(kāi)關(guān)導(dǎo)通期間，能量正在積聚并存儲(chǔ)在變壓器中。在此期間，整流器處于阻塞狀態(tài)。阻塞狀態(tài)下的損失可以表示為

PR = IR × VR × D

其中IR 是二極管中的反向漏電流，VR是二極管兩端的反向電壓，D是占空比。

在這段時(shí)間結(jié)束時(shí)，開(kāi)關(guān)關(guān)閉，能量被傳輸?shù)捷敵?。二極管現(xiàn)在開(kāi)始導(dǎo)通，二極管中的功耗為

PF = IF × VF × (1-D)

其中IF 是二極管和V中的正向電流F是二極管兩端的正向壓降。

在此周期結(jié)束時(shí)，二極管關(guān)斷并進(jìn)入阻塞狀態(tài)。從導(dǎo)通狀態(tài)過(guò)渡到阻塞狀態(tài)期間的功耗由下式給出

Prec = VRRM × IRRM × 0.5 × f × tb

其中IRRM 為峰值反向恢復(fù)電流，VRRM是峰值反向電壓，f是開(kāi)關(guān)頻率。

二極管選擇

本文重點(diǎn)討論為-90V/0.32A （D2）的次級(jí)輸出選擇二極管。假設(shè)次級(jí)器件的電流紋波為0.5A，則需要一個(gè)整流器，該整流器的額定正向電流至少為1A，用于90.0A輸出時(shí)的-32V。如前所述，二極管必須能夠承受至少162V的反向電壓。然而，根據(jù)上面的討論，反向阻斷電壓能力需要更高一些，以防止反向恢復(fù)期間由于電壓過(guò)沖造成的損壞。因此，僅考慮具有至少200V反向阻斷能力的整流器。下表1列出了所考慮的二極管和一些室溫（TC= 25°C）參數(shù)。反向漏電流，IR,這些二極管為100μA（最壞情況），因此對(duì)于反向電壓VR在162V時(shí)，整流器在阻塞狀態(tài)下獲得約9mW（占空比D=0.55）的功耗。同樣，表115中考慮的整流器的正向功耗在180mW至1mW之間變化。

這些二極管用于圖1的應(yīng)用電路中，沒(méi)有緩沖器，以便更好地測(cè)量所涉及的參數(shù)。在所有情況下，最大功率輸出約30W的功率轉(zhuǎn)換效率約為79%至80%。下表2給出了與四種不同二極管的反向恢復(fù)和30W輸出功率的效率相關(guān)的參數(shù)。

沒(méi)有緩沖器的噪聲導(dǎo)致波形抖動(dòng)過(guò)大（>4%）。因此，在次級(jí)整流器 D2 上引入了 RC 緩沖器（圖 1）。選擇該緩沖器是為了抑制寄生諧振，還有助于在反向恢復(fù)期間箝位電壓過(guò)沖。根據(jù)上一節(jié)中的討論，計(jì)算緩沖器分量R3和C5的以下值（表10）（假設(shè)C10 = 3 × CD）。

在所有情況下，這些值都非常接近。R5 = 150Ω 和 C10 = 330pF 的緩沖器可有效抑制振蕩。如果緩沖電阻明顯較大，則緩沖器將無(wú)法抑制寄生諧振電路的振蕩。如果緩沖電阻明顯小于表3中給出的值，則緩沖電容基本上出現(xiàn)在整流器電容上。電路欠阻尼，將在頻率f下諧振RES1給出者

fRES1= √（2π × LLS× [CD+ C10]）

通過(guò)使用緩沖器，在所有情況下，抖動(dòng)都降低到可以忽略不計(jì)的水平（< 2%）。圖3顯示了整流二極管D2（CMR1U-02，見(jiàn)圖1）的陰極（參考GND）的電壓波形，有和沒(méi)有RC緩沖器。

圖 3A.D2整流器陰極的電壓，不帶緩沖器。（CH1 = MAX8分機(jī)/引腳1856處的電壓波形;CH2=整流器D2的陰極）。

圖 3B.帶緩沖器的D2整流陰極電壓（R5=150Ω;C10=330 pF）。（CH1 = MAX8分機(jī)/引腳1856處的電壓波形;CH2=整流器D2的陰極）。

“鉗位”V 的值RRM和我RRM，表4列出了所有四種情況的開(kāi)關(guān)參數(shù)和效率數(shù)字。

額定電壓為1V的中央半導(dǎo)體二極管CMR02U-200是該應(yīng)用的最佳選擇。這不僅強(qiáng)調(diào)了瞬態(tài)恢復(fù)時(shí)間的重要性，還強(qiáng)調(diào)了峰值反向恢復(fù)電流和峰值恢復(fù)電壓的重要性。由于緩沖元件中的功率耗散，效率降低。但是，在電路中包含緩沖器后，系統(tǒng)更可靠。

綜上所述，需要改進(jìn)的主要領(lǐng)域是變壓器漏感的降低和整流器的反向恢復(fù)電容。使用平面變壓器可以改善變壓器的漏感。在整流器技術(shù)開(kāi)發(fā)領(lǐng)域，GaAs和SiC整流器都沒(méi)有硅整流器中的反向恢復(fù)效應(yīng)，是此類(lèi)應(yīng)用的理想選擇。然而，這種商用器件的成本太高，無(wú)法證明它們?cè)诘统杀緫?yīng)用中的使用是合理的，例如這里考慮的SLIC電源。