采用MAX50的8540W電流模式正激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)

本應(yīng)用筆記詳細(xì)介紹了采用MAX50可同步、高頻、電流模式PWM控制器的8540 W隔離式正激式轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)。介紹了功率級(jí)和控制器的設(shè)計(jì)程序，以及實(shí)際性能測(cè)量。

該轉(zhuǎn)換器在 20.2V 輸出電壓下提供 5A 負(fù)載電流。它采用同步整流器進(jìn)行二次整流。轉(zhuǎn)換器的輸入電壓范圍為36-75VDC。

此設(shè)計(jì)可用作評(píng)估板。該評(píng)估板演示了實(shí)現(xiàn)網(wǎng)絡(luò)和電信應(yīng)用所需功能的簡(jiǎn)便性。這些設(shè)計(jì)方法可以很容易地適應(yīng)高性能、全功能離線電源的設(shè)計(jì)。

該應(yīng)用程序的主要功能是：

300kHz開關(guān)頻率

可編程輸入U(xiǎn)V/OV保護(hù)

可編程打嗝電流限制或鎖存模式過(guò)流保護(hù)

具有前饋功能的可編程最大占空比箝位

可編程斜率補(bǔ)償，采用單個(gè)電阻器

與外部時(shí)鐘同步

可調(diào)限流閾值

低電平有效使能功能，可輕松打開/關(guān)閉轉(zhuǎn)換器

電流檢測(cè)引腳上的內(nèi)部前沿消隱

輸出過(guò)壓保護(hù)

節(jié)省空間的 16 引腳 QSOP

應(yīng)用電路操作說(shuō)明

圖1所示為采用MAX2電流模式控制器（U5）的20.8540V、1 A隔離式正激式轉(zhuǎn)換器的電路圖。啟動(dòng)時(shí)，Vcc引腳上的總電容通過(guò)MOSFET Q7和來(lái)自直流輸入電壓VIN的電阻R30和R22的并聯(lián)組合進(jìn)行充電。當(dāng)Vcc超過(guò)MAX8540的欠壓閉鎖門限時(shí)，進(jìn)入軟啟動(dòng)模式，占空比逐漸增大的脈沖施加到柵極驅(qū)動(dòng)IC U8。因此，MOSFET Q1 開始切換電源變壓器 T1 兩端的輸入直流電壓，用于提供隔離并將輸入直流電壓降壓至所需水平。（電力變壓器匝數(shù)比的選擇將在下一節(jié)中討論。由于驅(qū)動(dòng)Q1的能量來(lái)自Vcc處的電容，因此Vcc電壓下降。MAX8540欠壓鎖定功能的遲滯允許這種情況發(fā)生。變壓器T1偏置繞組上的脈沖由D1整流、調(diào)節(jié)并施加到Vcc引腳。整流和調(diào)節(jié)偏置電路電壓逐漸增加，可防止Vcc引腳降至欠壓閉鎖門限以下。初級(jí)側(cè)控制繼續(xù)從偏置繞組工作。MAX8515 （U2）配置為檢測(cè)Vcc引腳，并在略高于U7最壞啟動(dòng)電壓時(shí)關(guān)斷Q1。這避免了Q7、R30和R22中不必要的功耗。

如圖1所示。采用MAX2的5.20 V、8540 A、隔離電流模式正激式轉(zhuǎn)換器電路圖

對(duì)于電源變壓器T1，在Q1的“ON”時(shí)間內(nèi)施加到初級(jí)繞組的伏秒應(yīng)與“OFF”時(shí)間內(nèi)施加的伏秒相平衡，以保持磁芯中磁通的工作點(diǎn)。這是通過(guò)使用D2和“消磁繞組”來(lái)實(shí)現(xiàn)的，其匝數(shù)等于初級(jí)匝數(shù)，并且與原理圖中所示的極性連接。當(dāng)Q1關(guān)閉時(shí)，D2將磁化電流傳導(dǎo)，施加的電壓極性傳導(dǎo)到消磁繞組，使磁化電流衰減至零。由于在ON和OFF期間施加的電壓大小相同，因此ON時(shí)間等于磁化電流衰減至零并“復(fù)位”磁芯所需的時(shí)間。這將占空比限制在最大值50%，超過(guò)該值就不會(huì)發(fā)生磁芯的正確復(fù)位，從而導(dǎo)致磁芯飽和。

T1初級(jí)端出現(xiàn)的高頻開關(guān)波形由T1降壓，并由同步整流器Q2、Q8、Q3和Q9整流。正向同步整流器Q2、Q8由T1的次級(jí)繞組自驅(qū)動(dòng)。續(xù)流整流器Q3、Q9由反向、適當(dāng)延遲版本的柵極驅(qū)動(dòng)脈沖驅(qū)動(dòng)至Q1，使用變壓器T2。Q5提供Q3、Q9的快速關(guān)斷。整流脈沖序列應(yīng)用于輸出L-C濾波器L1、C11、C12、C13和C26。L-C濾波器的輸出電壓是整流脈沖序列的平均值。對(duì)于MAX8540采用的固定頻率開關(guān)方案，輸出電壓與整流脈沖序列的“導(dǎo)通”時(shí)間成正比。反饋電路由U4 （LMX321）、U5 （LP2980）和U7 （MAX8515）組成，執(zhí)行負(fù)載和直流輸入電壓變化的輸出電壓調(diào)節(jié)功能。U4是一款低壓差線性穩(wěn)壓器，為次級(jí)側(cè)反饋電路提供固定偏置。輸出電壓由電阻分壓器R12、R11檢測(cè)，并施加于運(yùn)算放大器U4的反相輸入端。U7 為 U4 的同相引腳提供基準(zhǔn)電壓。啟動(dòng)時(shí)，基準(zhǔn)通過(guò)R-C延遲（R36、C29）施加，以產(chǎn)生平滑的輸出電壓?jiǎn)?dòng)波形?；鶞?zhǔn)電壓源和輸出電壓之間的誤差驅(qū)動(dòng)光耦合器U1的（引腳2、3）LED部分，該部分將誤差信號(hào)耦合到隔離邊界上。光電晶體管（U8的引腳7、3）產(chǎn)生的電流取決于U3的電流傳輸比，并調(diào)整U1的OPTO引腳上的電壓以編程峰值初級(jí)電流，從而設(shè)置產(chǎn)生所需輸出電壓所需的輸出電流。初級(jí)電流通過(guò)電阻R8檢測(cè)。U6 （MAX8515）為轉(zhuǎn)換器提供輸出過(guò)壓保護(hù)功能。當(dāng)輸出電壓超過(guò) 2.87 伏時(shí)，U6 的 OUT 引腳變?yōu)榈碗娖?，并?qū)動(dòng) U3 的（引腳 4，3）LED 部分打開 Q4 并關(guān)斷轉(zhuǎn)換器。這將啟動(dòng)轉(zhuǎn)換器的新啟動(dòng)周期。

功率級(jí)組件的設(shè)計(jì)

變壓器設(shè)計(jì)

一旦確定了給定功率輸出、開關(guān)頻率、磁通密度和溫升所需的磁芯尺寸，就可以估算初級(jí)與次級(jí)匝數(shù)比。在典型的應(yīng)用電路中，由于采用了變壓器鐵芯復(fù)位方案，最大允許占空比為50%。因此初級(jí)與次級(jí)匝數(shù)比 ns/np應(yīng)基于最低工作輸入電壓，如下所示：

其中 VOUT為輸出電壓，VDS是同步整流器兩端的壓降，D.MAX是最大允許占空比（使用 0.45 表示某些安全裕度），V以分鐘為單位是最小工作輸入電壓。電信輸入電壓范圍的低電壓、高電流“磚塊”的實(shí)際初級(jí)匝數(shù)設(shè)計(jì)是通過(guò)假設(shè)次級(jí)為1匝來(lái)完成的。這種方法對(duì)于為這些應(yīng)用設(shè)計(jì)的“板載鐵芯”變壓器尤其如此。初級(jí)繞組到初級(jí)偏置繞組的匝數(shù)比由下式給出：

,

其中 VD是偏置繞組二極管兩端的壓降。在最小工作輸入電壓下，偏置電壓應(yīng)至少為9V，以便為MAX8540上電，這是驅(qū)動(dòng)電壓和效率之間的良好平衡。

復(fù)位繞組應(yīng)具有與初級(jí)繞組相同的匝數(shù)，但是可以使用小規(guī)格線，因?yàn)橥ㄟ^(guò)復(fù)位繞組的均方根電流非常小。

為了構(gòu)建變壓器，需要知道初級(jí)和次級(jí)繞組的均方根電流。這些給出如下。

其中IOUT 是最大輸出電流。

一旦知道上述參數(shù)，就可以設(shè)計(jì)變壓器。將初級(jí)繞組和復(fù)位繞組緊密纏繞在一起，有助于最大限度地減少變壓器每次復(fù)位時(shí)漏感引起的開關(guān)損耗。交錯(cuò)初級(jí)和次級(jí)繞組有助于增加耦合并降低漏感。但是，如果變壓器需要滿足安全要求，則可能會(huì)增加成本。然而，在典型的應(yīng)用電路中，使用標(biāo)準(zhǔn)的現(xiàn)成變壓器。所選變壓器的初級(jí)與次級(jí)匝數(shù)比為 0.188。

輸出電感器選擇

在確定最佳電感值時(shí)，必須檢查幾個(gè)參數(shù)。輸入電壓、輸出電壓、負(fù)載電流、開關(guān)頻率和 LIR。LIR是電感電流紋波與直流負(fù)載電流的比值。較高的 LIR 值允許更小的電感，但會(huì)導(dǎo)致更高的損耗和更高的輸出紋波電流。尺寸、效率和成本之間的一個(gè)很好的折衷是 30% 的 LIR。選擇所有參數(shù)后，電感值確定如下：

其中 VSEC是變壓器次級(jí)側(cè)指定最大紋波電壓的電壓，fS是開關(guān)頻率。選擇接近計(jì)算值的標(biāo)準(zhǔn)值。對(duì)于應(yīng)用電路，插入上述公式的值，并選擇最接近的標(biāo)準(zhǔn)電感，得到2.2μH的值。 較低的電感值可最小化尺寸和成本，但由于峰值電流較高，它們也會(huì)增加輸出紋波并降低效率。另一方面，較高的電感值可提高效率，但最終由于導(dǎo)線額外匝數(shù)引起的電阻損耗將超過(guò)從較低交流電流水平獲得的好處。對(duì)于任何面積受限的應(yīng)用，請(qǐng)找到具有盡可能低直流電阻的低磁芯損耗電感。鐵氧體磁芯通常是最佳選擇。所選電感的飽和電流額定值必須超過(guò)預(yù)期的峰值電感電流（IPEAK).請(qǐng)咨詢電感器制造商以了解飽和電流額定值。確定 IPEAK 如：

其中VSEC是最大次級(jí)側(cè)電壓。

輸出電容器選擇

與任何高頻電源一樣，輸出濾波電容必須滿足非常低的ESR和ESL要求。在300kHz頻率下，最有利的技術(shù)是陶瓷電容器和聚合物電容器（POSCAP）。輸出電容器的關(guān)鍵選擇參數(shù)是電容、ESR、ESL 和額定電壓要求。可以注意到，電容、ESR 和額定電壓也與溫度有關(guān)。這些參數(shù)會(huì)影響DC-DC轉(zhuǎn)換器的整體穩(wěn)定性、輸出紋波電壓和瞬態(tài)響應(yīng)。輸出紋波是由于輸出電容器中存儲(chǔ)的電荷變化、電容器ESR引起的壓降以及電容器ESL引起的壓降而發(fā)生的。由輸出電容、ESR 和 ESL 引起的輸出電壓紋波計(jì)算如下：

而我P-P峰峰值電感電流為：

上述公式估計(jì)的紋波電壓三個(gè)分量的峰值不是同相的，因此不能代數(shù)相加。通常，其中一個(gè)紋波元件主導(dǎo)其他分量，可用于初始電容器選擇。通常，紋波電流越小，輸出電壓紋波越小。由于電感紋波電流是電感值的一個(gè)因素，因此輸出電壓紋波隨著電感的增加而減小。負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)取決于所選的輸出電容。在負(fù)載瞬變期間，輸出立即變化 ESR x I負(fù)荷.在控制器做出響應(yīng)之前，輸出會(huì)進(jìn)一步偏離，具體取決于電感和輸出電容值。短時(shí)間后，控制器通過(guò)將輸出電壓調(diào)節(jié)回其標(biāo)稱狀態(tài)來(lái)響應(yīng)?？刂破黜憫?yīng)時(shí)間取決于閉環(huán)帶寬。帶寬越高，響應(yīng)時(shí)間越快，從而防止輸出進(jìn)一步偏離其調(diào)節(jié)值。應(yīng)用電路使用3 x 680μF的POSCAP，每個(gè)POSCAP的ESR為.035 Ω。

輸入電容選擇

輸入電容（C在） 減小從電池或輸入電源汲取的電流峰值。輸入電容在開關(guān)頻率下的阻抗應(yīng)小于輸入源的阻抗，以便高頻開關(guān)電流由輸入電容而不是從源提供。輸入電容必須滿足紋波電流要求（I有效值） 由開關(guān)電流施加。非鉭化學(xué)品（陶瓷、鋁或有機(jī)）是首選，因?yàn)樗鼈兛梢缘挚股想娎擞侩娏鳌Ｎ矣行е涤?jì)算方法如下：

,

其中 N 是初級(jí)匝數(shù)與次級(jí)匝數(shù)比。對(duì)于正激轉(zhuǎn)換器，V在對(duì)于最大占空比小于 0.5 的設(shè)計(jì)，是最小輸入電壓，對(duì)于最大占空比大于 0.5 的設(shè)計(jì)，占空比等于 0.5 時(shí)的輸入電壓值。選擇紋波電流額定值高于計(jì)算值的輸入電容器。對(duì)于應(yīng)用電路，使用3 x 0.47uF/100V陶瓷電容。

初級(jí)場(chǎng)效應(yīng)管選擇

MAX8540通常驅(qū)動(dòng)n溝道MOSFET功率開關(guān)。最大漏極電壓，最大RDS（ON）和總柵極開關(guān)電荷是選擇FET所涉及的參數(shù)。最大柵極開關(guān)電荷是決定功耗的重要因素，因?yàn)殚_關(guān)頻率與總柵極電荷的乘積是MAX8540控制器的電流消耗。RDS（ON）是決定開關(guān)中總傳導(dǎo)功率損耗的參數(shù)，選擇取決于預(yù)期效率以及冷卻和安裝方法。最大漏極電壓要求可能因所使用的變壓器復(fù)位方案而異。對(duì)于應(yīng)用電路中顯示的正激轉(zhuǎn)換器，使用基于退磁繞組的簡(jiǎn)單復(fù)位方案，其中MOSFET開關(guān)上的最大電壓應(yīng)力為最高輸入電壓的2倍。考慮到漏感尖峰，應(yīng)使用 200V MOSFET。MOSFET 還應(yīng)處理與正激拓?fù)湎嚓P(guān)的 RMS 電流。通過(guò) MOSFET 的電流確定為：

總柵極電荷最低、R 最低的 MOSFETDS（ON）對(duì)于預(yù)期的最大漏極電壓（加上一些安全系數(shù)）是最佳選擇。封裝的選擇取決于應(yīng)用、總功率和可用的冷卻方法。對(duì)于應(yīng)用電路，基于上述考慮，IRF640 MOSFET，200伏，18安培，RDS（ON）選擇=0.18Ω。

次級(jí)同步整流器選擇

典型的應(yīng)用電路對(duì)次級(jí)側(cè)的正向和續(xù)流整流器使用同步整流器。正向同步整流器由次級(jí)繞組自驅(qū)動(dòng)，續(xù)流整流器由柵極驅(qū)動(dòng)變壓器驅(qū)動(dòng)，信號(hào)由控制器IC產(chǎn)生。同步整流器的額定電壓等于最大次級(jí)電壓加上漏感引起的尖峰裕量。由于漏源電壓較低，這種拓?fù)渲械拈_關(guān)損耗不是問(wèn)題。對(duì)于同步整流器，功耗主要是由于傳導(dǎo)損耗。功耗的計(jì)算公式為：

,

用于正向同步整流器。選擇具有 R 的 MOSFETDS（ON）這樣，就可以達(dá)到估計(jì)功耗的可接受的結(jié)溫。請(qǐng)注意，同步整流器的最大結(jié)溫取決于熱阻，而熱阻可以通過(guò)所使用的器件封裝、布局和冷卻方法實(shí)際實(shí)現(xiàn)。在應(yīng)用電路中， 2 x IRF7832， 30V， 20A， RDS（ON）=4mΩ @ Vgs=10V MOSFET用于正激和續(xù)流同步整流器。

MAX8540控制器元件值設(shè)計(jì)

OV閾值

MAX8540具有過(guò)壓保護(hù)功能，當(dāng)輸入電壓超過(guò)用戶設(shè)定的門限時(shí)，關(guān)斷外部MOSFET。將電阻分壓器從系統(tǒng)輸入連接到GND，OV連接到中心以設(shè)置過(guò)壓保護(hù)跳變點(diǎn)。OV的閾值電壓為3.021V （典型值）。

其中 VOV是 OV 閾值，V在（最大）是過(guò)壓跳變點(diǎn)，R1是從系統(tǒng)輸入到OV的電阻，R2是從OV到GND的電阻。

紫外線閾值

MAX8540還包括欠壓檢測(cè)輸入。該 IC 將外部 MOSFET 保持在低電平，直到 UV 達(dá)到其閾值 （典型值為 1.25V）。一旦達(dá)到門限，電路進(jìn)入軟啟動(dòng)狀態(tài)，使輸出進(jìn)入穩(wěn)壓狀態(tài)。將電阻分壓器從系統(tǒng)輸入連接到 GND，中心位于 UV，以設(shè)置欠壓保護(hù)跳變點(diǎn)。

其中 V紫外線是紫外線閾值，V在（分鐘）是欠壓跳變點(diǎn)，R1是從系統(tǒng)輸入到UV的電阻，R2是從UV到GND的電阻。

應(yīng)用電路中用于設(shè)置過(guò)壓和欠壓跳變點(diǎn)的替代方法如圖2所示。底部電阻（R36）使用5.3kΩ。R2 和 R1 的計(jì)算方法如下：

其中VIN（MIN）是欠壓跳變點(diǎn)，VIN（MAX）是過(guò)壓跳變點(diǎn)，VUV是UV閾值（典型值1.25V），VOV是OV閾值（3.021V典型值）。R1應(yīng)由兩個(gè)等值串聯(lián)電阻組成，以防止單點(diǎn)故障。

圖2.啟動(dòng)時(shí)的輸出電壓，使用 8540 的開/關(guān)功能。

表 1.UV/OV的典型規(guī)格和輸入電壓的實(shí)際開/關(guān)遲滯。

假設(shè) UV/OV 時(shí)的 1.250V 與 34V 總線的 34.48V 和 17V 總線的 17.24V 電平成比例。

為了實(shí)現(xiàn)表1所示的輸入OVP和輸入U(xiǎn)VP跳變點(diǎn)，上述公式得到R1=965k、R2=402Ω和R3=36.5k。

開關(guān)頻率和同步

MAX8540振蕩器工作在兩種模式：獨(dú)立或同步（同步）。單個(gè)輸入 FREQ/SYNC 兼作頻率編程電阻的連接點(diǎn)和同步輸入。模式識(shí)別是自動(dòng)的，基于應(yīng)用于 FREQ/SYNC 的信號(hào)。在獨(dú)立模式下，從 FREQ/SYNC 連接到 GND 的外部電阻器設(shè)置工作頻率。一個(gè) 1.25V 電源在內(nèi)部施加到 FREQ/SYNC，振蕩器頻率與通過(guò)編程電阻的 FREQ/SYNC 輸出電流成正比。工作頻率確定為：

MAX8540還與外部振蕩器同步。使用方波驅(qū)動(dòng)頻率/同步，正脈沖寬度至少為 200ns，最小脈沖幅度為 3V 加 VF的外部二極管。允許的外部信號(hào)的最大占空比為55%。MAX8540同步至200kHz至1MHz的頻率，但信號(hào)必須在外部電阻在頻率頻率的±30%以內(nèi)。由上述頻率設(shè)定電阻R4計(jì)算為32.4k。應(yīng)用電路中指定的R-C濾波器應(yīng)連接在R4上以進(jìn)行鼻濾波。

最大占空比

在最小系統(tǒng)輸入電壓 （V在（分鐘）） 將電阻器從 MAXDTY 連接到 GND。最大占空比與UV下的電壓成反比。隨著UV電壓的增加，占空比降低。在所有開關(guān)頻率下，最大占空比在內(nèi)部限制為 80%。MAXDTY電阻的確定公式為：

R 的有效電阻值范圍馬克斯蒂?gòu)?4.3kΩ到130kΩ。對(duì)于應(yīng)用電路，選擇80.6k的值，以將占空比限制在50%以內(nèi)。

N 溝道 MOSFET 驅(qū)動(dòng)器

DRV 輸出可在低功耗應(yīng)用中驅(qū)動(dòng) N 溝道 MOSFET。在高功率應(yīng)用中，MAX8540內(nèi)部的柵極驅(qū)動(dòng)器可能無(wú)法有效地驅(qū)動(dòng)外部MOSFET，可能需要外部柵極驅(qū)動(dòng)器。在這種情況下，將 DRV 連接到外部柵極驅(qū)動(dòng)器的輸入。

斜率補(bǔ)償

MAX8540為電流模式器件，需要斜率補(bǔ)償才能正常工作。為了提供斜率補(bǔ)償，請(qǐng)將一個(gè)電阻從SCOMP連接到GND（R斯科姆).R 的值斯科姆確定如下：

對(duì)于在輸出中使用同步整流器的應(yīng)用，請(qǐng)將斜率補(bǔ)償設(shè)置為等于輸出電感的負(fù)斜率。R斯科姆等于：

其中 dV坡道/dt = 2.5V × fS/ 1和=25kΩ，N是初級(jí)與次級(jí)的匝數(shù)比np/ns，L1是輸出電感，VOUT是輸出電壓，fS是開關(guān)頻率，RCS是電流檢測(cè)電阻。對(duì)于應(yīng)用電路，上述公式得出的值為R斯科姆=30.9k。占空比小于0.5的轉(zhuǎn)換器可能不需要這種斜率補(bǔ)償，因此次諧波振蕩不是問(wèn)題。需要注意的是，增加的斜率補(bǔ)償越多，轉(zhuǎn)換器的行為往往類似于電壓模式轉(zhuǎn)換器。因此，應(yīng)添加所需的坡度補(bǔ)償量。對(duì)于占空比小于0.5的轉(zhuǎn)換器，在電流信號(hào)中增加少量斜率可改善低負(fù)載電流下的操作。

對(duì)于在輸出中使用二極管而不是同步整流器的應(yīng)用，斜率補(bǔ)償電阻等于：

其中 VF是二極管的壓降。

軟啟動(dòng)

軟啟動(dòng)特性允許使用MAX8540構(gòu)建的轉(zhuǎn)換器在可控的軟斜坡中為負(fù)載供電，從而降低啟動(dòng)浪涌和應(yīng)力。它還確定使用多個(gè)轉(zhuǎn)換器時(shí)的上電時(shí)序。通電后，SS充當(dāng)吸電流器，以釋放與其連接的任何電容。一旦VCC上的電壓超過(guò)其鎖定值，SS就會(huì)為外部電容器（C黨衛(wèi)軍），允許轉(zhuǎn)換器輸出電壓斜坡上升。在大約 440ms/μF 內(nèi)達(dá)到全輸出電壓。由于應(yīng)用電路具有次級(jí)軟啟動(dòng)，用于在啟動(dòng)時(shí)控制輸出電壓，因此SS延遲設(shè)置為最小。使用 660pf 電容器設(shè)置 1500uS 的延遲。

限流

MAX8540可以實(shí)現(xiàn)兩種類型的限流方案。它們是“打嗝模式”和“閂鎖”模式。CS 信號(hào)通過(guò)主外部 MOSFET 提供有關(guān)電流斜坡的反饋。CS上的電壓由MAX8540監(jiān)測(cè)。逐周期限流功能可在CS處的電壓大于ILIM設(shè)定的閾值電壓時(shí)縮短外部MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間。使用電阻分壓器設(shè)置從 REF 到 GND 的限流閾值，ILIM 連接到中心。限流閾值確定為：

其中VREF 是 5V 基準(zhǔn)，R26 和 R10 是外部電阻。對(duì)R10使用16kΩ，并改變R26以改變閾值。對(duì)于應(yīng)用電路，將R26調(diào)整為205k，將電流限值設(shè)置為滿載電流的125%。要選擇打嗝模式，請(qǐng)將電容器連接到SKTON和SKTOFF，以編程打嗝模式的開通和關(guān)斷時(shí)間。當(dāng)檢測(cè)到逐周期事件時(shí)，IC在SKTON為電容器充電。只要CS電壓大于ILIM閾值電壓，電容器就會(huì)繼續(xù)充電。一旦SKTON上的電壓達(dá)到其閾值電壓，MAX8540開始跳過(guò)開關(guān)周期，時(shí)間由連接到SKTOF的電容決定。一旦經(jīng)過(guò)此時(shí)間段，IC開始切換至連接到SKTON的電容設(shè)置的時(shí)間段。此過(guò)程一直持續(xù)到輸出短路或過(guò)載條件被消除。

要選擇鎖存模式，請(qǐng)將 SKTOFF 連接到 REF。在這種模式下，如果硬短路或過(guò)載超過(guò)SKTON電容設(shè)置的時(shí)間段，則輸出被鎖斷。要解鎖輸出，請(qǐng)切換/EN或?qū)⑤斎腚娫囱h(huán)至VCC。

為應(yīng)用電路選擇打嗝模式。有關(guān)設(shè)置打嗝模式周期的詳細(xì)信息，請(qǐng)參閱下面的 SKTON 和 SKTOFF 部分。

斯克頓和斯克托夫

電容CSKTON決定了短路限流啟動(dòng)前允許的時(shí)間段。一旦CS電壓超過(guò)ILIM閾值，SKTON的電容器就開始充電。電容器繼續(xù)充電，直到達(dá)到SKTON閾值電壓或過(guò)流事件消除。此功能允許在啟動(dòng)期間使用更高的電流使IC聯(lián)機(jī)。設(shè)置 CSKTON 以便有足夠的啟動(dòng)時(shí)間。SKTON所需的電容確定為：

CSKTON=tON/103

其中 tON 以毫秒為單位，CSKTON 以 μF 為單位。CSKTON 的允許范圍為 100pF 至 0.01μF

SKTOFF 的電容決定了外部 MOSFET 在過(guò)流事件期間關(guān)斷的時(shí)間段。一旦超過(guò)SKTON時(shí)間段，SKTOFF電容器就會(huì)充電。一旦VSKTOFF達(dá)到其閾值，IC就會(huì)再次開始切換。CSKTOFF 被確定為：

CSKTOFF=tOFF/103

其中 tOFF 以毫秒為單位，CSKTOFF 以 μF 為單位。CSKTOFF 的允許范圍為 1000pF 至 1μF。對(duì)于應(yīng)用電路，使用CSKTON=0.0047uF和CSKTOFF=.068uF。

通過(guò)一個(gè) 10kΩ 上拉電阻將 VSKTOFF 上拉至 VREF，以啟用閉鎖功能。在這種模式下，一旦經(jīng)過(guò)SKTON時(shí)間，IC就會(huì)被鎖斷。電路將保持關(guān)斷狀態(tài)，直到切換/EN或輸入電源切換。

補(bǔ)償

由于電流模式控制采用MAX8540電流模式控制器，由于輸出電容和負(fù)載組合，正激式轉(zhuǎn)換器的功率級(jí)呈現(xiàn)單輸出極點(diǎn)，以及由于輸出電容的ESR為零點(diǎn)。補(bǔ)償器設(shè)計(jì)的目標(biāo)是在交越頻率下實(shí)現(xiàn)-20 db/十倍頻程的單斜率，相位裕量大于45度。為了實(shí)現(xiàn)良好的直流調(diào)節(jié)，高低頻增益是補(bǔ)償器的另一個(gè)要求。為了達(dá)到上述要求，補(bǔ)償器應(yīng)有一個(gè)零點(diǎn)、一個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)積分器。類型 2 方案很容易實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)。對(duì)于應(yīng)用電路中的正激轉(zhuǎn)換器，電流模式控制下的開環(huán)增益由表達(dá)式給出，

,

其中 G光電為光耦合器增益，RL負(fù)載電阻C14、C15、C24、R27、R6和R14和R11是MAX8540典型應(yīng)用電路中使用的參考指示符。C外是總輸出電容和R紅沉降率是輸出電容的ESR。R.CS是應(yīng)用電路中指定為R8的電流檢測(cè)電阻。

輸出極點(diǎn)和零點(diǎn)出現(xiàn)的頻率確定為：

從上述等式中，f輸出極和 f輸出零分別確定為 624Hz 和 6.9kHz。

使用以下方法計(jì)算補(bǔ)償分量：

首先，確定所需的帶寬（fBW） 的系統(tǒng)。帶寬（交越頻率）將決定MAX8540響應(yīng)負(fù)載瞬變引起的輸出變化的速度。應(yīng)用電路選擇5kHz的帶寬。在 f 處需要單位增益BW.因此，在 f 處的 T（s）BW必須等于 1。選擇 C14=0.1μF， s=2p*fBW并將環(huán)路增益設(shè)置為環(huán)路增益T（s）方程中的單位，以確定R11。對(duì)于交越頻率下的單個(gè)有源極點(diǎn)，

其中 nP是初級(jí)匝數(shù)，nS是二次匝數(shù)，G光電是所用光隔離器的增益。R11 的值從上式中得到 31.8k。

將R27置于零點(diǎn)以補(bǔ)償由于負(fù)載電阻和輸出電容引起的極點(diǎn)。選擇零點(diǎn)的位置比極點(diǎn)位置高 3 倍。精確消除極點(diǎn)會(huì)產(chǎn)生較大的時(shí)間常數(shù)R27。C14，因?yàn)榱泓c(diǎn)必須放置在較低的頻率。這會(huì)導(dǎo)致控制器飽和時(shí)在大負(fù)載瞬變期間響應(yīng)緩慢。使用以下公式發(fā)現(xiàn) R27 為 910 Ω：

控制器中由于C15和R27的極點(diǎn)用于消除ESR零點(diǎn)。C15=.022μF的值由以下公式獲得：

上述方法雖然簡(jiǎn)單，但給出的補(bǔ)償器值僅作為良好的起點(diǎn)。在使用網(wǎng)絡(luò)分析儀進(jìn)行實(shí)際測(cè)試時(shí)，發(fā)現(xiàn)交越頻率低于預(yù)期。該誤差由R11的公式引起，該公式假設(shè)控制器的極點(diǎn)和零點(diǎn)精確抵消。因此，R11降低到15K，以增加增益并達(dá)到所需的交越頻率。此外，在這種簡(jiǎn)單的設(shè)計(jì)方法中不考慮光耦合器增益和相移。光耦合器在交越周圍表現(xiàn)出明顯的相移，因此降低了相位裕量。控制器中用于補(bǔ)償ESR零點(diǎn)的極點(diǎn)實(shí)際上被移除，以實(shí)現(xiàn)所需的45度相位裕量。補(bǔ)償器的最終值為R11=15k，R27= 910，C14=0.1μF，C15=未使用。

輸出過(guò)壓保護(hù)

輸出過(guò)壓保護(hù)通過(guò)以MAX8515 （U6）為比較器檢測(cè)過(guò)壓條件，通過(guò)光耦合器（U3）耦合故障信號(hào)，并下拉MAX8540的UV輸入來(lái)實(shí)現(xiàn)。MAX8540關(guān)斷驅(qū)動(dòng)脈沖，反復(fù)經(jīng)歷一個(gè)新的啟動(dòng)周期，直到過(guò)壓條件消失。

布局指南

所有承載脈沖電流的連接必須非常短，盡可能寬，并盡可能在其后面有接地通道。由于高頻開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器中電流的高di/dt，這些連接的電感必須保持在絕對(duì)最小值。在原型制作過(guò)程中，多用途板、繞線和類似的建設(shè)性做法不適合這些類型的電路;嘗試使用它們將失敗。取而代之的是，使用具有接地層或同等技術(shù)的銑削 PC 板。必須在建議的任何布局中分析電流環(huán)路，并將內(nèi)部面積保持在最小水平，以減少輻射EMI。不建議在高頻開關(guān)轉(zhuǎn)換器所在的電路板區(qū)域生成 PC 板布局時(shí)使用自動(dòng)路由器。設(shè)計(jì)師應(yīng)仔細(xì)檢查布局。特別要注意接地連接。接地層必須盡可能保持完整。轉(zhuǎn)換器電源部分的接地層應(yīng)與邏輯接地層分開，電源接地層噪聲最小的部分除外。電源線濾波電容和電源開關(guān)或電流檢測(cè)電阻的接地回路必須靠得很近。所有接地連接必須盡可能類似于星形系統(tǒng)。熱管理是上述轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中要考慮的另一個(gè)重要問(wèn)題。組件的溫升是所使用的冷卻方法和封裝技術(shù)的重要功能。應(yīng)用電路絕對(duì)需要強(qiáng)制冷卻才能可靠地提供全功率。

MAX8540評(píng)估板的測(cè)量

本文介紹了在MAX8540評(píng)估板上進(jìn)行的一些重要測(cè)量。它們是：
1. 轉(zhuǎn)換器效率（圖 3）
2.瞬態(tài)響應(yīng)（圖4）和
3。啟動(dòng)時(shí)的輸出電壓（圖2），采用MAX8540的ON/OFF功能。

圖3.轉(zhuǎn)換器效率與負(fù)載電流的關(guān)系

圖4.階躍負(fù)載的輸出電壓偏差增加和減少。負(fù)載電流壓擺率約為0.1 /μS。

總結(jié)

本文討論了使用MAX2電流模式控制器的5.20 V、8540A轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)，并給出了一個(gè)典型應(yīng)用電路及其物料清單。MAX8540特別適用于網(wǎng)絡(luò)和電信行業(yè)的特性已在應(yīng)用電路中得到證明。

審核編輯：郭婷