LLC PWM控制直流穩(wěn)態(tài)工作過程分析

仿真觀察PWM狀態(tài)驅(qū)動脈沖、變壓器電壓波形、上下開關(guān)管波形及諧振電感電流波形，發(fā)現(xiàn)在一個開關(guān)周期，當(dāng)占空比較小時和占空比較大時，變壓器波形、上下開關(guān)管DS波形、諧振電流波形有一定的區(qū)別。下圖為占空比較小時（D=5%）仿真情況，其中驅(qū)動信號gp對應(yīng)諧振電流正方向，定義為上管Q1驅(qū)動信號，相應(yīng)gn為下管Q2驅(qū)動信號）。

PWM控制5%占空比工作時序

可將一個工作周期劃分為8個工作模式：

Mode1(t0~t1):

t0時刻，Q1開通。由于此時Q1電流為0，開通為ZCS。而開通前由于Q1、Q2兩管由于均處于關(guān)閉狀態(tài)而達(dá)到了電壓平衡，兩管均分PFC母線電壓

。則開通前Q1的DS電壓不為零，為硬開通，非ZVS。開通后Q1 DS電壓為零，諧振電感電流上升，到達(dá)占空比時間，t1時刻，Q1關(guān)閉，關(guān)閉時Q1 DS電壓和流過電流均不為零，故為硬關(guān)斷。

Mode2(t1~t2):

t1時刻，由于諧振電感電流瞬間不能突變，抽取Q2 結(jié)電容，并給Q1結(jié)電容充電，以維持電流。在t1到t2期間內(nèi)，由于正電荷的損失，Q2 DS電壓逐漸降低，而Q1 DS電壓逐漸升高，二者和為PFC母線電壓；諧振電感、諧振電容、開關(guān)管DS等效電容組成串聯(lián)的諧振網(wǎng)絡(luò)，起主導(dǎo)作用的是諧振電感和開關(guān)管結(jié)電容及變壓器寄生電容（因為諧振電容與開關(guān)管DS電容及變壓器寄生電容串聯(lián)，起主導(dǎo)作用的是小得多的開關(guān)管結(jié)電容與變壓器寄生電容）。至于變壓器副邊是否由負(fù)載電流輸出，取決于原邊諧振電流是否能夠大于勵磁電流。t2時刻, 諧振電流為零，上管Q1 DS電壓達(dá)到最大值，但未到

；下管Q2 DS電壓達(dá)到最小值，但未到零。

需要說明的是，如果開關(guān)管結(jié)電容與變壓器寄生電容足夠小，有可能將上管Q1 DS電壓充到

，下管Q2 DS電壓放到零并且其寄生體二極管導(dǎo)通。

Mode3(t2~t3):

t2時刻，雖然由于開關(guān)管均關(guān)閉，沒有能量輸入，但諧振網(wǎng)絡(luò)自身儲存能量還未消耗完，諧振電感電流反方向流動，由諧振電感、諧振電容以及上下管DS結(jié)電容組成的諧振網(wǎng)絡(luò)利用t1~t2期間負(fù)載沒有消耗完、儲存在原邊諧振網(wǎng)絡(luò)內(nèi)的能量給下管Q2充電，上管Q1放電。由于t1~t2期間內(nèi)諧振網(wǎng)絡(luò)能量大部分都被等效在變壓器原邊的負(fù)載阻抗消耗掉，故t2~t3期間諧振電感電流峰值較小。在t3時刻，諧振電感電流諧振到零。

Mode4(t3~t4):

t3時刻，理論上講，若此時未到下管Q2開通時刻，諧振電感電流應(yīng)當(dāng)繼續(xù)反向諧振。但由于諧振網(wǎng)絡(luò)內(nèi)儲存的能量太小了，以至于諧振幅度很小，幾乎為零。而上下開關(guān)管由于不再有電流抽取或者注入電荷，達(dá)到平衡。若開關(guān)管一致性較好，可近似認(rèn)為兩管平分PFC 母線電壓。t4時刻，下管Q2開通，開通時流過開關(guān)管電流為零。而開通時下管DS間電壓為

/2，非ZVS。實際電路中，只要占空比足夠小，諧振電流一般都會震蕩若干個周期才衰減到零。

注意到t4時刻諧振電流又回到了正向（雖然很?。绻C振電流不為零且足夠大，并且開關(guān)管結(jié)電容與變壓器寄生電容足夠小，并且在電流正向期間開通Q2，還是有理論上的可能在諧振電流正向流動時將Q2結(jié)電容的電荷抽光而實現(xiàn)ZVS。

推而廣之，在PWM態(tài)的電流正向諧振期間，均有理論上的可能，實現(xiàn)Q2的ZVS，反過來，在PWM態(tài)的電流反向期間，肯定不可能實現(xiàn)Q2的ZVS。對Q1也是一樣。

Mode5~8(t5~t8):

重復(fù)以上過程。

當(dāng)占空比較大時，如下圖所示，占空比D=30%，其工作過程和調(diào)頻工作時f>fr基本相同。

與調(diào)頻工作時不同之處在于，t2時刻諧振電流反向，又給下管Q2充電，上管Q1放電，未形成下管Q2的ZVS條件，雖然t3時刻電流又反向，但此時由于沒有能量注入，諧振回路中的能量越來越小，到t4時刻Q2開通，殘余的諧振電流在t3~t4時間段內(nèi)根本抽不走Q2結(jié)電容上的電荷，所以Q2不能實現(xiàn)ZVS。

與上面分析對應(yīng)，在t4時刻，雖然諧振電流正向，但是除非Q2和變壓器寄生電容足夠小，才能實現(xiàn)Q2的ZVS導(dǎo)通。

PWM控制30%占空比工作時序

隨著占空比的加大，如下圖所示，占空比D=40%，t2時刻，下管Q2寄生體二極管續(xù)流過程中其驅(qū)動脈沖有效，等到諧振電流自然反向，便獲得了ZVS條件。此工作過程和f>fr調(diào)頻工作時完全相同。

占空比D=40%

通過以上分析可以看出，PWM態(tài)的ZVS，只有在占空比接近50%時才能實現(xiàn)，小占空比下，除非開關(guān)管結(jié)電容及變壓器寄生電容足夠小，并且驅(qū)動信號要正好在待開通開關(guān)管電流正向相反的方向流動,才能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS。但占空比的調(diào)節(jié)過程為漸變調(diào)節(jié)，不可能跳過某一段占空比，尋求這種ZVS是不切實際的。

因此，小占空比下LLC諧振電路的PWM態(tài)開關(guān)管不能實現(xiàn)實用的ZVS。

再考慮到主要是考慮利用PWM實現(xiàn)輕載和低壓輸出態(tài)的穩(wěn)壓，對于輕載來說可以接受，利用整流模塊的散熱策略應(yīng)該能夠解決其溫升，但低壓重載若采用PWM方式，并且出現(xiàn)小占空比的情況，開關(guān)管損耗會非常可觀。

比較理智的做法是將PWM態(tài)用在短路回縮態(tài)，即20V以下，因為接近0V的低壓輸出對于調(diào)頻電路實在是很困難。