電感的選擇在DC-DC轉(zhuǎn)換器中實現(xiàn)了性能權衡

成本、尺寸、電阻和電流能力決定了大多數(shù)降壓型 DC-DC 開關轉(zhuǎn)換器的電感選擇。許多此類應用指定了開關轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)手冊或評估套件中顯示的電感值，但這些值通常特定于應用或性能標準。例如，便攜式應用程序?qū)⒊叽缱鳛橹饕紤]因素，因為可用的空間很小。以下討論使用MAX8646開關轉(zhuǎn)換器設計的評估板評估電感的效率、噪聲（輸出紋波）和瞬態(tài)響應。

圖8646所示的MAX1評估板（EV kit）包括一個0.47μH電感，該電感具有良好的效率和對負載瞬變的快速響應。較低的電感值進一步改善瞬態(tài)響應，而較高的電感值以犧牲瞬態(tài)響應為代價提供更好的效率。本文討論的替代電感（表1）的選擇是為了適合評估板電路板上的PCB尺寸，并且對電路進行最小的（如果有的話）改動（如附錄所示）。

圖1.原理圖為MAX8646降壓型開關穩(wěn)壓器的評估板電路。

表 1.電感器評估

大小注意事項

表1中的兩個電感系列提供不同的磁芯尺寸。它們的占位面積相似，但 FDV0630 系列電感器高 1mm。更高的高度使銅線的長度越短 - 使用更大的線徑或更少的匝數(shù)，或兩者兼而有之。

0.2μH及以下的電感效率較差，因此未考慮較小的值。值越小，峰值電流越高，峰值電流必須保持在MAX8646規(guī)定的最小限值以下，以避免失去穩(wěn)壓。另一方面，電感值大于1μH也不合適。對0.47μH和1μH值的評估使這些權衡更加清晰。請注意，較大的FDV0630系列電感與FV0620系列電感具有相同的值和尺寸，但具有更低的電阻和更高的額定電流。電感磁芯的尺寸、材料和磁導率的詳細比較超出了本文的討論范圍，但電感器制造商提供了許多關于這些主題的文章。

核心考慮因素

東光的FDV系列電感器具有鐵粉磁芯，具有良好的溫度穩(wěn)定性和比大多數(shù)其他磁芯更低的成本。其他選擇包括鉬坡莫合金粉末 （MPP） 環(huán)形線圈、Kool Mμ?（或高通量）環(huán)形線圈和間隙鐵氧體。MPP 通常是最昂貴的選擇，因為混合鎳粉、鐵粉和鉬的成本很高。Kool Mμ是一種較便宜的多粉芯。許多電源中的電位器、E和EI磁芯都是氣隙鐵氧體，可以根據(jù)需要進行靈活性和修改，但成本更高。

績效評估和效率比較

圖1電路（圖2）中各種電感的效率比較表明，1μH電感在輸出電流小于2A時效率最高，而0.2μH電感在3A以下效率最低。與相同值電感器相比，與較大尺寸相關的較低DCR（FDV0630系列）在整個輸出電流范圍內(nèi)效率提高了0.5%至1%。

圖2.圖1電路中各種電感的效率與輸出電流的關系

對于FDV0系列的47.1μH和0620μH電感，請注意，在2A附近的效率曲線中存在交越。1μH電感在2A以下效率較高，但0.47μH電感在2A以上效率更高。1μH電感中較大的串聯(lián)電阻會導致這種效率差異。

開關波形的比較

在電感電流、電感電壓（引腳3至4）和輸出電壓紋波的典型波形中可以看到另一個性能權衡（圖14和圖16）。圖0620中使用的較小值FDV0-47.3μH電感產(chǎn)生較高的峰值電流。輸出電壓紋波略低于18mV峰峰值，但FDV630-1.0μH電感（圖4）產(chǎn)生的峰峰值略高于12mV。峰值電流對輸出電容和電源負載電流進行充電。由于電容器的ESR可以看到更高的電流進出，因此會產(chǎn)生更高的輸出電壓紋波。如有必要，可以通過替換更大的輸出值電容器來減小這種紋波。

圖3.圖1電路的波形采用3.3V輸入、1.8V輸出、3A負載電流和0.47μF電感（FDV0620系列）工作。CH1 = VLX， CH4 = ILX，CH2 = V外.（CH1是引腳14至16處的電壓，而不是電感兩端的電壓。

圖4.與圖3相同，但采用FDV1系列的0620μF電感。

負載瞬態(tài)比較

不同的電感器提供不同的負載瞬態(tài)響應。（IC和補償網(wǎng)絡也為這一響應做出了貢獻。典型的開關穩(wěn)壓器包括內(nèi)部補償，通常指定允許的電感值范圍。MAX8646采用外部補償，設計更加靈活。

圖5和圖6顯示了圖1 FDV0620-0.47μH和FDV0620-1μH電感器的負載瞬態(tài)響應，這些電感器的負載階躍范圍為2A至5A，再返回2A。在圖6中，修改了外部補償以適應1μH電感值。參考圖1，針對該調(diào)節(jié)條件更改了三個組件：C10 = 1000pF，R4 = 5.9kΩ和R6 = 316Ω。請注意，圖5中的輸出電壓過沖小于圖6中的輸出電壓過沖。對于FDV0620和FDV0630系列的相同值電感器，測量到響應沒有差異。

圖5.從圖1電路獲得的負載瞬變工作在2A至5A輸出電流、1.8V輸出、3.3V輸入和0.47μH電感的FDV0620系列。CH4 = I外，CH2 = V外.

圖6.與圖5相同，但采用FDV1系列的0620μF電感。

操作理論

在介紹了所選電感器的測量結(jié)果之后，我們現(xiàn)在勾勒出其工作原理。下面的公式忽略了實際電感中的寄生特性，但它提供了對電感工作原理的良好理解。

高側(cè)MOSFET導通，并在電感器充電時間（tON）期間將電感器連接到輸入電源電壓。您可以用tON=ΔT代替dt，用（VIN-VOUT）代替V，然后在選擇電感器值后計算ΔI（用于di）。表2顯示了與本文中討論的電感器相關的ΔI值（基于圖1電路）。支持表2的其他圖1條件為VIN=3.3V、VOUT=1.8V和ΔT=D×T，其中D是占空比（VOUT/VIN），T是開關頻率的周期（1/fS）。

表 2.給定電感值的電感電流變化

di/dt 的中間值 （ΔI/ΔT） 等于 I外，因此峰值電流等于IOUT加上 ΔI/2。您可以看到，在相同的負載電流下，較小的電感值如何導致較高的峰值電流。

直流電阻

IC和電感器兩端的功率損耗可以從效率曲線中得出。選擇1A的輸出電流，參考圖2中的FDV0620-0.47μH，效率為92.5%。在1.8V或1.8W時，功率輸出為1A，因此功率輸入為1.8/0.925=1.946W。因此，總功率損耗為PIN-POUT=0.146W。損耗的主要來源是電感器DCR、MOSFET RDS（導通）和開關損耗。IOUT2×DCR等于電感器兩端的功率損耗。

FDV0620-0.47μH在1A輸出電流下的DCR功率損耗為8.3mW（見表3），占總損耗的5.7%。對于IOUT=4A、PIN=8.1W和POUT=7.2W（效率=POUT/PIN=88.9%），總損耗為PIN-POUT=0.9W，因此FDV0620-0.47μH在4A時的132.8mW的DCR功率損耗占總損耗的14.7%。IOUT2效應在較高的輸出電流下導致較高的DCR損耗。

表 3.電感 DCR 導致的功率損耗

傳導損耗

傳導損耗是電感電流（I外）、占空比 （D） 和 DC-DC 轉(zhuǎn)換器開關 RDS（ON）:

PCONDM = ILX2 × RDS(ON) × D

高邊導通損耗：
對于1A輸出電流，PCOND= 12 × 0.022 × 1.8V/3.3V = 12mW。
對于 4A 輸出電流，PCOND= 42 × 0.033 × 1.8V/3.3V = 288mW。

低側(cè)導通損耗：
對于1A輸出電流，PCOND = 12 × 0.022 × (1 - 1.8V/3.3V) = 10mW.
對于 4A 輸出電流，PCOND= 42 × 0.033 × （1 - 1.8V/3.3V） = 240mW。

1A時使用的RDS（ON）值是典型的室溫測量值。然而，在較高的電流下，MOSFET在較高的溫度下工作。由于RDS（ON）應針對較高的溫度進行調(diào)整，因此我們在4A輸出電流下使用33mΩ。

開關損耗

開關損耗發(fā)生在開關導通和關斷期間，也是電流對 MOSFET 柵極電容進行充電和放電的結(jié)果。在導通和關斷期間的短時間間隔內(nèi)，電壓很高，電流在電壓下降之前上升。以下公式近似于開關中的開關功率損耗：

PSW = ?V × IOUT × tSW × fSW

其中tSW是接通或關斷時間，而fSW是轉(zhuǎn)換器的開關頻率。對于1A的輸出電流：

PSW = ? × 3.3V × 1A × 5ns × 1MHz = 8.24mW

在本例中，您無法輕松測量tSW，因為MAX8646開關是內(nèi)部的，并且它們在LX（引腳14到16）處共享一個公共連接。在停滯時間之前和之后，LX的上升和下降時間各約為5ns。

上面計算的功率損耗適用于開啟或關閉，但不是兩者兼而有之。因為西 南部在此示例中，LX 處的上升和下降值相同，您應該將該數(shù)字乘以 4。如果MOSFET是外部的并且可以測量，那么您可以進行單獨的計算，并獲得更準確的結(jié)果。對于輸出電流為0A的47.1μH電感器，導通和關斷開關損耗約為32.96mW。

結(jié)論

為脈寬調(diào)制（PWM）、電壓模式開關穩(wěn)壓器選擇電感的權衡很容易確定。電感值越大，峰值電流越低，損耗越低，從而提高效率。較小的電感器通常效率較低，但它們對線路或負載的階躍變化提供更快的響應。在其他類似電感器中，較大的磁芯尺寸可在相同的電感值下提供更低的DCR，從而能夠以更低的DCR損耗實現(xiàn)更好的動態(tài)性能。在任何情況下，在最終確定電路之前，都應始終進行臺架測試。

審核編輯：郭婷