最小化熱插拔控制器輸出短路時(shí)的短路電流幅度和脈沖寬度

當(dāng)熱插拔控制器的輸出短路時(shí)，內(nèi)部斷路器功能跳閘以斷開(kāi)電路。但在內(nèi)部斷路器響應(yīng)之前，初始電流可能為幾百安培。典型的熱插拔控制器斷路器延遲時(shí)間可能為200–400ns，由于柵極下拉電流有限，柵極關(guān)斷時(shí)間可能為10-50微秒。同時(shí)，高短路電流流動(dòng)。

應(yīng)用筆記中描述的簡(jiǎn)單外部電路可以最大限度地減小初始電流尖峰，并在200–500ns內(nèi)終止短路。

典型熱插拔電路

我們來(lái)看一個(gè)使用MAX12的典型+6V 4272A熱插拔控制電路（圖1）。檢查MAX4272規(guī)格，可以看到它包含慢速和快速比較器，跳變門(mén)限分別為50mV和200mV（在整個(gè)溫度范圍內(nèi)容差為43.5–56mV和180–220mV）。應(yīng)用通常放置在工作電流與跳閘電流比上的 1.5–2.0 乘數(shù)，我們選擇 R意義= 5mΩ。允許 R 的容差為 5%意義，對(duì)于過(guò)載條件下，慢速比較器的跳變電流范圍為8.28–11.76A，當(dāng)發(fā)生短路時(shí)，快速比較器的跳變電流范圍為34–46.2A。

圖1.典型的熱插拔控制器電路。

最小慢比較器跳變點(diǎn)比正常工作電流高38%，快速跳閘門(mén)限適合工作電流6-8倍的短路跳閘。

350ns快速比較器延遲意味著初始短路電流尖峰僅受該期間的電路電阻限制。此后，電流緩慢減小，因?yàn)?3mA 柵極下拉電流限制了 MOSFET M1 的 3–4nF 柵極電容放電速率，直到短路完全中斷。當(dāng)柵極從15V拉至近地電位時(shí)，短路電流在40–19μs內(nèi)緩慢減小。

峰值短路電流

初始350ns期間的峰值電流取決于：

（a） 源ESR，（b）短路質(zhì)量，（c）RSENSE的值，（d）M1的RDS（ON），以及（e）M1的ID（ON）。

將近似的最佳情況實(shí)用值分配給這些值，我們的總短路電阻為

（源ESR≈4 mΩ）+（短路≈3 mΩ）-（RSENSE，5 mΩ）=（RD（ON）≈4米Ω）≈16米Ω。

這可能會(huì)產(chǎn)生短暫的峰值ISC≈750A，這取決于電源的儲(chǔ)能容量（750A將使具有2200μF電容器的低ESR背板在1μs內(nèi)僅放電340mV）。在這種情況下，實(shí)際峰值ISC可能會(huì)被M1的ID（ON）限制在≈400A。

ID（ON）取決于VGS，因此在此期間檢查電路以確定柵極-源極電壓是有指導(dǎo)意義的。MAX4272包含一個(gè)內(nèi)部電荷泵，可將工作柵極電壓設(shè)置在VIN以上約7V。因此，當(dāng)MOS導(dǎo)通時(shí)，VGS為7V。

做空的第二個(gè)影響是它實(shí)際上增加了VGS?？紤]短路使電壓階躍等于M1的漏極-源極兩端的全部輸入電壓的一部分。由于M1的RD（ON）約為估計(jì)的總短路電阻的1/3，因此施加≈12V階躍的1/3作為VDS。通過(guò)從漏極到柵極的cdg和從柵極到源極的cgs的分壓器作用，該步驟部分地轉(zhuǎn)移到柵極。適當(dāng)?shù)挠?jì)算表明，該額外的VGS為300–500mV，但在短路條件下進(jìn)行的測(cè)量表明，其可能高達(dá)VGS=+3V。

到目前為止，可能很明顯，高質(zhì)量的短路會(huì)導(dǎo)致幾百安培的流動(dòng)幾微秒到幾十微秒。

我們可能希望在50μs<將峰值Isc限制在1A，但如果不增加一個(gè)非?？焖俚谋容^器和柵極下拉電路，這是不切實(shí)際的。但是，我們可以考慮一些簡(jiǎn)單的電路修改。

我們可以通過(guò)添加一個(gè)簡(jiǎn)單的外部電路來(lái)加速柵極放電，同時(shí)電流被I限制，從而將短路周期限制在≤1/2μs。D（開(kāi)）內(nèi)部快速比較器的前 350ns 響應(yīng)時(shí)間為幾百安培，或

我們可以使用稍微復(fù)雜的外部電路將峰值Isc限制在100A范圍內(nèi)的某個(gè)位置，持續(xù)時(shí)間≤200ns。

快速柵極下拉電路可限制高短路電流的持續(xù)時(shí)間

只需添加PNP達(dá)林頓晶體管Q1，即可最大限度地縮短大電流短路電流的持續(xù)時(shí)間，如圖2所示。二極管D1允許柵極在導(dǎo)通時(shí)正常充電，但控制器的3mA柵極放電電流在關(guān)斷時(shí)重定向到Q1的基極。然后，Q1在≈100ns內(nèi)對(duì)柵極快速放電。因此，短路的高電流部分被限制在僅略高于350ns快速比較器延遲時(shí)間。

圖2.具有快速柵極下拉功能的熱插拔控制器。

快速限流電路

短路電流可限制在≈100A，持續(xù)<200ns，電路如圖3所示。PNP晶體管Q1a-當(dāng)電壓過(guò)R時(shí)觸發(fā)意義達(dá)到≈600mV - 驅(qū)動(dòng)NPN晶體管Q1b快速放電M1的柵極電容。

圖3.具有快速短路峰值電流限制功能的熱插拔控制器。

C2放置在M1柵極至源極兩端，以進(jìn)一步降低短路期間施加到柵極的正瞬態(tài)階躍電壓;其值可能在 10nF 到 100nF 之間。

增加齊納二極管D1以限制V一般事務(wù)人員低于MAX7提供的4272V電壓。

雖然齊納二極管在偏置在5mA時(shí)額定電壓為1.5V，但它會(huì)限制V一般事務(wù)人員本電路的柵極充電（齊納偏置）電流僅為≈3.4V，因?yàn)镸AX100僅提供4272μA柵極充電（齊納偏置）電流。限量V一般事務(wù)人員降低 ID（開(kāi)）- 以 R 為代價(jià)D（開(kāi)），因?yàn)閿?shù)據(jù)手冊(cè)顯示 5.3V 時(shí)為 4mΩ，3V 時(shí)為 7mΩ，并允許更快地關(guān)斷 M1。

齊納D1和電容C2也可以在圖1和圖2的電路中發(fā)揮一些優(yōu)勢(shì)，以減少I(mǎi)D（開(kāi)）在短路期間。

測(cè)試方法 - 產(chǎn)生短路

還有什么比制造短路更簡(jiǎn)單的呢？每輛英國(guó)跑車(chē)中至少有一個(gè)。

但是，具有足夠質(zhì)量和可重復(fù)性的短路用于測(cè)試則更具挑戰(zhàn)性。為該實(shí)驗(yàn)評(píng)估了幾種產(chǎn)生短路的方法。

機(jī)械開(kāi)關(guān)總是在幾毫秒的時(shí)間內(nèi)產(chǎn)生彈跳觸點(diǎn)閉合。旋轉(zhuǎn)多葉開(kāi)關(guān)似乎具有一定的前景，但由于幾個(gè)大電流閉合產(chǎn)生的電弧，觸點(diǎn)被侵蝕，人們想知道可重復(fù)性。

大電流繼電器觸點(diǎn)也會(huì)產(chǎn)生彈跳觸點(diǎn)閉合，并在閉合過(guò)程中表現(xiàn)出可變的接觸電阻。

評(píng)估的可控硅整流器的電流上升率不太令人滿意。

大電流汞置換繼電器被認(rèn)為是最佳方法，但結(jié)果并不令人滿意。發(fā)現(xiàn)具有指定電阻為 60mΩ 的 600A 4V 汞繼電器在觸點(diǎn)啟動(dòng)時(shí)的初始電阻為 40mΩ，隨著電流脈沖的進(jìn)展，在 4μs 的時(shí)間內(nèi)悠閑地松弛至 15mΩ。

手動(dòng)操作短路連桿可提供隨意、間歇且不可重復(fù)的接觸 - 也許最接近英國(guó)跑車(chē)的理想！但是，可以實(shí)現(xiàn)非常陡峭的電流波前。最后，這是最有效（也是最經(jīng)濟(jì)）的方法，盡管接觸侵蝕限制了具有可重復(fù)結(jié)果的閉合次數(shù)。

最有前途的實(shí)驗(yàn)室質(zhì)量方法是使用由多個(gè)高輸出CMOS施密特線驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)的多個(gè)并行布線低RD（ON）NMOS晶體管。由于時(shí)間和資源有限，沒(méi)有采用這條路線。

具有陡峭電流波前的真正的低電阻短路在實(shí)驗(yàn)室中通過(guò)機(jī)械手段難以持續(xù)產(chǎn)生。幾乎可以肯定的是，在工作電路中會(huì)出現(xiàn)意外短路。

典型的手動(dòng)短路會(huì)產(chǎn)生電容放電電流和電壓波形，如圖4所示。記錄5V/div.短路輸出電壓的上部曲線顯示，電容在大部分時(shí)間標(biāo)度（25μs/div.）內(nèi)放電不到一半。下方記錄25A/div.短路電流的曲線清楚地顯示了觸點(diǎn)的間歇性。

圖4.參差不齊的機(jī)械短路波形。

創(chuàng)建ESR低于5mΩ的電源也不容易。然而，為了創(chuàng)建一個(gè)4–5mΩ的低ESR電壓源，仔細(xì)測(cè)量顯示440A短路期間的壓降為100mV，花費(fèi)了大量精力。該電壓源采用一個(gè) 5500μF 計(jì)算機(jī)級(jí)電解電容器、一個(gè) 3.3μF 多層陶瓷電容器和六個(gè) 100μF 特種聚合物鋁電解電容器并聯(lián)，直接安裝在由 10A 電源驅(qū)動(dòng)的電路輸入端。

短路電流波形

圖1的未改變電路表現(xiàn)出短路電流波形，如圖5所示。波形看起來(lái)是反轉(zhuǎn)的，因?yàn)闇y(cè)量是檢流電阻RS兩端的電壓，示波器在測(cè)試電路的+12V輸入端接地。RS為6mΩ，電壓標(biāo)度為1V/格，峰值電壓為2400mV或400A。當(dāng)前的波前并不像接觸更好的那樣陡峭。

圖5.400A 未改變電路中的峰值短路電流波形。

查看圖6的電壓波形也很有啟發(fā)性，其中短?hào)艠O和M1柵極電壓波形的輸出電壓與RS兩端的電壓相結(jié)合。所有電壓均以+12V輸入為基準(zhǔn)。

圖6.未改變電路中的短路電壓和電流波形。

VOUT-VIN波形顯示，VOUT在短路期間下降7V，表明短路電阻僅略小于總電路電阻的?。較低電阻的短路可能會(huì)產(chǎn)生高于400A的峰值電流。相同的波形表明，在最初的300ns期間，短路不是完全有效的；這有助于緩慢下降的VSENSE波形。

VGATE波形顯示初始VGS E7V，由于VOUT下降，在1μs時(shí)增加到近10V。Vgs在5μs時(shí)僅降至9V，在20μs時(shí)降至6V，在33μs時(shí)跌至4V。柵極的緩慢放電是由于只有3mA的放電電流可用。因此，在短路開(kāi)始后的27μs下，短路電流仍為100A。

圖2的快速柵極下拉電路可能不會(huì)降低初始短路電流，但PNP達(dá)林頓下拉電路會(huì)快速終止電流波形。圖7所示的這種配置的短路電流波形仍表現(xiàn)出2400mV或400A的峰值電流，但在快速比較器觸發(fā)≈50ns后，電流在370ns內(nèi)終止。另請(qǐng)注意，短路電流波形非常陡峭，表明機(jī)械短路引發(fā)極佳。

圖7.快速下拉電路中的短路電流波形。

當(dāng)電路電容對(duì)輸入電容進(jìn)行再充電時(shí)，源電流反轉(zhuǎn)，在+12V輸入端產(chǎn)生輕微的正過(guò)沖。

圖3所示的快速短路峰值電流限制電路可有效限制峰值電流和短路引起的電流持續(xù)時(shí)間。圖8所示RS兩端記錄的電壓在600mΩ中峰值約為100mV或6A。短路電流終止非常迅速，電流脈沖在 200ns <完全終止。

圖8.改進(jìn)的熱插拔控制器電路中的短路電流脈沖。

如圖9所示，該技術(shù)將背板電源干擾降至最低，其中測(cè)試方法部分描述的+500V電源上的峰值電壓干擾為< ±12mV。

圖9.圖3所示電路短路引起的背板干擾。

請(qǐng)注意，陡峭的電流波前再次表明非常高質(zhì)量的短路引發(fā)。不幸的是，要復(fù)制這種陡峭的短路波形并不容易。

然后會(huì)發(fā)生什么？

PNP-NPN檢測(cè)/下拉電路快速中斷短路電流（然后斷開(kāi)），以至于MAX4272快速比較器沒(méi)有足夠的時(shí)間觸發(fā)（響應(yīng)時(shí)間350ns）。圖10顯示了500μs周期（短路啟動(dòng)后450μs）內(nèi)的VGS波形。由于100μA的柵極充電電流仍然有效，已放電的柵極開(kāi)始上升。大約130μs后，柵極充分增強(qiáng)（3V），VOUT上升到大約1V，短路電流再次開(kāi)始流動(dòng)。充電足夠慢，以至于快速比較器在33A（200mV/6mΩ）時(shí)觸發(fā)，IC通過(guò)關(guān)閉和鎖存OFF來(lái)執(zhí)行其工作。

圖 10.V 的壓縮時(shí)間視圖一般事務(wù)人員在短路條件下。

總結(jié)

所討論的兩個(gè)電路中的任何一個(gè)都將通過(guò)最小化熱插拔控制電路短路時(shí)的能量耗散來(lái)保護(hù)背板電源。圖2中更簡(jiǎn)單的電路大大縮短了短路電流流向略小于500ns的周期，而圖3中稍微復(fù)雜的電路將峰值短路電流降低到100A，并將脈沖寬度截?cái)嗟?00ns以下。

這兩種技術(shù)都可以應(yīng)用于大多數(shù)熱插拔控制器電路。

個(gè)別測(cè)試結(jié)果將根據(jù)電源的阻抗、短路的阻抗，尤其是短路本身的質(zhì)量和攻擊時(shí)間而有所不同。

審核編輯：郭婷