MOSFET三種最常見極性反接保護技術

【導讀】當車輛電池因損壞而需要更換時，新電池極性接反的可能性很高。車輛中的許多電子控制單元 (ECU) 都連接到車輛電池，因而此類事件可能會導致大量 ECU 故障。

ISO（國際標準化組織）等汽車標準定義了電氣電子設備的測試方法、電壓水平、電磁輻射限值，以確保系統(tǒng)安全可靠地運行。與極性反接保護 (RPP) 相關的一種標準是 ISO 7637-2:2011，它復制了實際應用中的各種電壓場景，系統(tǒng)需要承受此類電壓以展示其能夠防范故障的穩(wěn)健性。這使得極性反接保護成為連接電池的 ECU/系統(tǒng)的一個關鍵組成部分，所有汽車制造商都需要。

本文將首先介紹 ISO 脈沖，通常使用此類脈沖來復制實際應用中可能出現(xiàn)的電壓瞬變。然后將詳細說明可以使用的幾種保護技術，并指導讀者選擇外部 N 溝道 MOSFET——它將提供 RPP 并幫助降低系統(tǒng)的功率損耗。最后，將基于電池電流推薦與理想的二極管控制器一起使用的 N 溝道 MOSFET 清單。

ISO 脈沖

為確保配備了 12 V 或 24 V 電氣系統(tǒng)的乘用車和商用車上安裝的設備與傳導電瞬變兼容，國際標準 ISO 7637-2:2011 規(guī)定了測試方法和程序。有關詳細信息，請參閱 ISO 7637-2:2011。

該標準定義了多種類型的測試脈沖來測試器件。以下是其中的幾種測試脈沖。

● 脈沖 1：感性負載的電源斷開導致的瞬變。

● 脈沖 2a：因線束的電感導致與 DUT（被測器件）并聯(lián)的器件中的電流突然中斷引起的瞬變。

● 脈沖 3a 和 3b：由于開關過程而發(fā)生的瞬變。這些瞬變的特性受線束的分布電容和電感的影響。

這些測試脈沖具有不同的負電壓和正電壓電平，從而對 DUT 施加壓力，看它能否承受。例如，通過圖 1 所示的脈沖 3b 可以大致了解標準中定義的脈沖類型；每種脈沖都有自己的參數(shù)，如表 1 所示。脈沖 3b 模擬實際應用中的開關噪聲，例如，繼電器和開關觸點抖動會產生短暫的突發(fā)高頻脈沖。AND8228/D 詳細討論了電壓瞬變和測試方法。

圖 1. 測試脈沖 3b

表 1. 測試脈沖 3b 的參數(shù)

極性反接保護技術

下面討論三種最常見的極性反接保護技術。

二極管

保護系統(tǒng)免受電池反接影響的最簡單方法是使用二極管。如圖 2 所示，二極管只有在其端子連接到正確的極性（即正偏）時才會傳導電流。標準二極管的正向壓降 VF 約為 0.7 V，但肖特基二極管的正向壓降可低至 0.3 V。因此，大多數(shù)應用使用肖特基二極管以降低系統(tǒng)損耗。

圖 2. 使用二極管的極性反接保護

圖 3 顯示了 NRVBSS24NT3G 肖特基二極管的典型壓降。在結溫 TJ 為 25°C 時，如果二極管電流 (IDIODE) 從 0.5 A 提高到 1.0 A（100% 增加），VF 將從 0.35 V 提高到 0.40 V（15% 增加）。

圖 3. NRVBSS24NT3G 肖特基二極管的典型正向電壓

MOSFET

二極管的一種替代方案是 MOSFET。當 MOSFET 導通時，漏源壓降 VDS 取決于漏源電阻 RDS,ON 和漏源電流 ID：VDS = RDS,ON * ID。與肖特基二極管相比，該壓降一般要低得多。

P 溝道 MOSFET

與所有 MOSFET 一樣，P 溝道 MOSFET 在源極和漏極之間有一個本征體二極管。當電池正確連接時，本征體二極管導通，直到 MOSFET 的溝道導通。要使 P 溝道 MOSFET 導通，柵極電壓需要比源極電壓低至少 VT（閾值電壓）。當電池反接時，體二極管反偏，柵極和源極電壓相同，因此 P 溝道 MOSFET 關斷。（關注公眾號 電路一點通）使用一個額外的齊納二極管來箝位 P 溝道 MOSFET 的柵極，在電壓過高時提供保護。

圖 4. 使用 P 溝道 MOSFET 提供極性反接保護

N 溝道 MOSFET

也可以使用 N 溝道 MOSFET 來提供極性反接保護。當電池正確連接時（源極連接到 VBAT），要使 MOSFET 導通，柵源電壓必須高于閾值電壓 (VGS > VTH)。鑒于源極連接到 VBAT，故柵極電壓需要比 VBAT 高至少 VT。因此，使用一個專用驅動器來驅動 N 溝道 MOSFET 的柵極電壓，使其高于源極電壓，從而使 N 溝道 MOSFET 導通。當電池反接時，體二極管反偏（陽極電壓低于陰極電壓），驅動器被禁用（源極和柵極短路），N 溝道 MOSFET 關斷。

圖 5. 使用 N 溝道 MOSFET 提供極性反接保護

極性反接保護技術比較

表 2 總結了不同極性反接保護技術的優(yōu)缺點。值得一提的是，P 溝道 MOSFET 的操作取決于空穴的遷移率，而 N 溝道 MOSFET 的操作取決于電子的遷移率。已知對于相同的漏極電流，電子的遷移率比空穴的遷移率高幾乎 2.5 倍。因此，為實現(xiàn)相同的導通電阻，P 溝道 MOSFET 的芯片尺寸會比 N 溝道 MOSFET 更大，相應地成本也更高。這使得 N 溝道 MOSFET 比 P 溝道 MOSFET 更適合此類應用。

表 2. 不同保護技術的比較

MOSFET 選擇

選擇用于極性反接保護的 N 溝道 MOSFET 時，需要考慮多種參數(shù)。

● MOSFET 的最大擊穿電壓 VDS,MAX

?對于 12 V 板網（汽車），首選 VDS,MAX = 40 V

?對于 24 V 板網（卡車），首選 VDS,MAX = 60V

● 最大工作結溫 TJ,MAX

?對于汽車和卡車應用，鑒于環(huán)境惡劣，建議使用 175°C

● 柵極電平

?最好使用邏輯電平，而不要使用標準電平，因為對于相同柵源電壓 VGS，前者的 RDS,ON 更低

● 封裝

?通常使用帶裸露焊盤的3.30×3.30mm（即 LFPAK33/WDFN8/μ8FL）和 5.00×6.00 mm（即 SO8-FL/LFPAK56）封裝以優(yōu)化功耗

● 總柵極電荷 QG,TOT

?MOSFET 導通分為 3 個階段

i. 當柵極電壓 VGS 上升至平坦區(qū)域電壓 VGP 時，電荷主要用于為輸入電容 CISS 充電。

ii. 當 VGS 處于平坦區(qū)域電壓 VGP 時，電荷主要用于為反向傳輸電容（柵漏電容）CRSS 充電。

iii.當 VGS 從 VGP 上升至驅動器電源電壓 VGDR 時，電荷用于進一步增強溝道。

?QG,TOT 越低，MOSFET 導通所需的柵極電壓和電流越小（即導通速度越快），反之亦然

● 漏源電阻 RDS,ON

?RDS,ON 的作用是限制器件的功耗。對于給定負載電流，RDS,ON 越大，功耗越高。更高功耗會導致 MOSFET 的 TJ 升高。因此，為了獲得最優(yōu)性能，正確選擇具有所需 RDS,ON 的器件很重要。

?在以下部分中，選擇用于熱評估的 MOSFET 的 RDS,ON 將使功耗保持在 500 mW 左右。

NCV68061 理想二極管控制器

NCV68061 和外部 N 溝道 MOSFET 的組合構成一個理想二極管：當施加正偏電壓（陽極電壓高于陰極電壓）時，它充當一個理想導體；當施加反偏電壓（陽極電壓低于陰極電壓）時，它充當一個理想絕緣體。NCV68061 是一款極性反接保護和理想二極管 N 溝道 MOSFET 控制器，旨在取代二極管，其損耗和正向電壓更低。

NCV68061 的主要功能是根據(jù)源漏差分電壓極性控制外部 N 溝道 MOSFET 的通斷狀態(tài)。根據(jù)漏極引腳連接，該器件可以配置為兩種不同的應用模式。當漏極引腳連接到負載時，應用處于理想二極管模式，而當漏極引腳接地時，NCV68061 僅處于極性反接保護模式。在這兩種模式下，控制器都會為外部 N 溝道 MOSFET 提供 11.4 V 的典型柵極電壓。因此，以下部分的所有計算都使用 10 V VGS 時的 RDS,ON。

NCV68061 已通過 ISO 7637-2:2011 測試，結果證明該器件非常穩(wěn)健，能夠承受電壓應力。NCV68061 數(shù)據(jù)表顯示了測試結果。

理想二極管應用

圖 6 顯示了 NCV68061 在理想二極管配置下的使用情況。在此配置中，不允許輸入電壓對大容量電容 Cbulk 放電。此配置有兩種模式：

?導通模式：在進入導通模式之前，源極電壓低于漏極電壓，電荷泵和 N 溝道 MOSFET 均被禁用。隨著源極電壓變得比漏極電壓大，正向電流流過 N 溝道 MOSFET 的體二極管。一旦此正向壓降超過源漏柵極充電電壓閾值電平（典型值 140 mV），電荷泵就會開啟，N 溝道 MOSFET 變成完全導通狀態(tài)。

?反向電流阻斷模式：當源極電壓變得比漏極電壓小時，反向電流最初流過 N 溝道 MOSFET 的導電溝道。此電流在 N 溝道 MOSFET 的導電溝道上產生一個與其 RDS,ON 成比例的壓降。當此電壓降至源漏柵極放電電壓閾值（典型值 -10 mV）以下時，電荷泵被禁用，外部 N 溝道 MOSFET 由控制器的內部 P 溝道 MOSFET 關斷。

圖 6. NCV68061 理想二極管應用

圖 7. NCV68061 極性反接保護應用

極性反接保護

如圖 7 所示，通過將漏極引腳連接到 GND 電位，NCV68061 將不允許下降的輸入電壓將輸出放電到 GND 電位以下，但允許輸出跟隨任何高于欠壓鎖定 (UVLO) 閾值的正輸入電壓。這意味著，下降的輸入電壓會將大容量電容 Cbulk 放電。

當源極電壓高于 UVLO 閾值（典型值 3.3 V）時，源極/漏極和 UVLO 比較器使電荷泵能夠向完全導通的外部 N 溝道 MOSFET 提供柵源電壓。當源極電壓低于 UVLO 閾值（典型值 3.2 V）時，電荷泵和 N 溝道 MOSFET 被禁用，所有負載電流流過 N 溝道 MOSFET 的體二極管。

測試設置

使用 NCV68061 的專用測試板來確定各種采用 3×3 和 5×6 封裝且有不同 RDS,ON 的 MOSFET 的功耗和熱性能，以幫助理解不同負載電流下用于理想二極管控制器的 MOSFET 選擇。

電路圖

圖 8 顯示了測試板的電路圖。其設計方式支持測試SO-8FL/LFPAK4和μ8FL/LFPAK33封裝的MOSFET。每個MOSFET電路都有一個跳線來使能/禁用NCV68061，（關注公眾號 電路一點通）以確保一次只有一個控制器處于活動狀態(tài)。使用 3.3 V LDO NCV4294 為控制器的使能引腳 EN 供電。控制器將控制 N 溝道 MOSFET，使其像理想二極管一樣工作，并阻止反向電流。

圖 8. NCV68061 測試板的電路圖

布局

該板是 4 層印刷電路板 (PCB)。輸入和輸出電流分布在頂層、第一內層和第二內層?？缍鄠€層分布電流有助于減少損耗，并提高電路板的熱性能。第二內層具有用于柵極信號和使能信號的走線。底層專用于 GND 平面。

圖 9. 頂層

圖 10. 第一內層

圖 11. 第二內層

圖 12. 底層

熱測量

表 3. 接受評估的 MOSFET

表 3 顯示了用于熱評估的 N 溝道 MOSFET。選擇具有不同 RDS,ON 的 MOSFET，將功耗限制在 500 mW 左右。MOSFET 頂部殼溫測量在 24°C 環(huán)境溫度下進行，以評估不同輸出電流（6 A、8 A 和 10 A）下 MOSFET 的熱性能。使用 SO-8FL/LFPAK4 (5 x 6) 和 μ8FL/LFPAK8 (3 × 3) 封裝的 MOSFET 進行評估。對每個負載電流進行兩次測量，一次使用 5 x 6 封裝，另一次使用 3 x 3 封裝。

圖 13. 6 A、μ8FL

圖 14. 6 A、SO-8FL

圖 15. 8 A、μ8FL

圖 16. 8 A、SO-8FL

圖 17. 10 A、LFPAK8

圖 18. 10 A、LFPAK4

有了從熱測量獲得的頂部殼溫和計算出的功耗，便可使用公式 1 計算結溫 TJ。

TJ = MOSFET 的結溫

TCASE = 熱像儀測得的封裝頂部溫度

PD = MOSFET 的功耗

RθJT = MOSFET 頂部外殼和結之間的熱阻

圖 19. MOSFET 的等效熱阻

RθJT 的值不是固定的，它取決于熱邊界條件，如 PCB 布局、MOSFET 的散熱系統(tǒng)（裸露焊盤等）和其他參數(shù)，因此數(shù)據(jù)表未提供此值。RθJT 是一個 < 1°C/W 的小數(shù)字，因為大部分熱量會通過封裝底部的裸露焊盤從結流向 PCB。因此，沒有多少熱量從結流向 MOSFET 頂部，可以認為 TJ 和 TCASE 的溫差不大。為了確定 TJ，本應用筆記假設 RθJT 為 1°C/W。

注意：1°C/W 對于 3 × 3 和 5 × 6 封裝是一個非常保守的假設。其他封裝會有不同的熱阻。

估算結溫 TJ

下面使用測得的 TCASE 和 MOSFET 的實際功耗來計算 TJ。下一步將根據(jù)數(shù)據(jù)表的規(guī)格進行理論計算，并將結果與使用實測數(shù)據(jù)進行的計算進行比較，以確認 TJ 的理論計算和實際計算是否一致。所有計算均使用 μ8FL (3 × 3) 封裝的 MOSFET NVTFS5C478NLWFTAG。

使用實測 TCASE 估算 TJ

下面的計算使用從測量獲得的值來估算 TJ。

● 負載電流 ILOAD = ID = 6.0 A

● 輸入電壓 Vin = 12.0 V

● 頂部外殼溫度 TCASE = 47.3°C（從熱測量獲得）

● 10.0 V VGS 時的最大導通電阻 RDS,ON = 14.0 mΩ

● RθJT = 1.0°C/W（3 × 3 和 5 × 6 封裝的假設值）

使用公式 1，

TJ 的理論計算

使用基于數(shù)據(jù)表規(guī)格的理論計算來確定 TJ。假設損耗為 500 mW，使用公式 3 來確定器件的 TJ。

NVTFS5C478NLWFTAG 的 TJ,MAX 為 175.0°C，因此有 125.5°C 的裕量。

估算的 TJ 與理論計算值之差很小，為 1.7°C（49.5°C - 47.8°C）。在表 4 中，如以上計算所示，使用理論計算的 TJ 和實測的 TCASE、RθJT、PD 來估算不同負載和封裝下的 TJ。

表 4. 建議 MOSFET 的 TJ 計算值與負載電流

● 在 6 A 負載電流時，5 × 6 封裝的 TJ 裕量比 3 × 3 封裝高約 5.8%。

● 在 8 A 負載電流時，5 × 6 封裝的裕量比 3 × 3 封裝高約 1.6%。兩款器件封裝不同，但使用相同的芯片，因此 TJ 沒有太大區(qū)別。

● 在 10 A 時，5 × 6 封裝的裕量比 3 × 3 封裝高約 4.3%。

● 同樣，除了一款 10 A MOSFET 有大約 5.4°C 的差異外，理論 TJ 與估算值的差異并不顯著。這表明，對于此特定測試設置，數(shù)據(jù)表中的 RθJA 是可靠的。

● 從實際應用角度看，數(shù)據(jù)表中使用 2 oz. 銅焊盤和較大面積電路板測量 RθJA 似乎不太現(xiàn)實，但它與上面估算的 TJ 差異很小，這表明 RθJA 與針對散熱優(yōu)化的 4 層測試板非常匹配。

● 結果顯示，由于封裝較大 (5 × 6)，熱量得到有效消散并分布到整個器件上，因此其裕量更好。從散熱角度看，較大封裝的器件適合負載電流較高的應用以及環(huán)境溫度較高的應用。

估算最大環(huán)境溫度 TA

前面的計算表明，數(shù)據(jù)表的 RθJA 與 NCV68061 測試板非常匹配，因此可以計算 MOSFET 工作的最大環(huán)境溫度。

圖 20 顯示了 NVTFS5C478NLWFTAG 的 RDS,ON 相對于 TJ 的變化。在 175°C 結溫時，最大 RDS,ON 比 25°C 結溫時高大約 1.85 倍。因此，最大 RDS,ON 為 1.85 × 14 mΩ = ~25.9 mΩ。

圖 20. NVTFS5C478NLWFTAG 導通電阻隨溫度的變化

175°C 結溫和 6 A 負載電流下的功耗如下：

RθJA = 51.0°C/W，結和環(huán)境之間的溫差可以計算如下：

溫差 ΔT = 51.0°C/W × 932.4 mW = 47.5°C

最大 TA = TJ - ΔT

最大 TA = 175.0°C - 47.5°C = 127.5°C

從上面的例子可知，MOSFET 可以在最大 127.5°C 的環(huán)境溫度下工作。如果環(huán)境溫度超出該計算值，則意味著 TJ 已達到 175°C 以上。

MOSFET 芯片本身可以在高于 175°C 的溫度下工作，但由于封裝塑封料的限制，以及為了確保長期運行可靠性，MOSFET 數(shù)據(jù)表規(guī)定最大 TJ 為 175°C。高于最大 TJ 的溫度將導致器件行為無法保證，而且這也意味著器件在規(guī)格范圍之外運行。

表 5 顯示了各種 MOSFET 在不同負載電流下的估算最大環(huán)境溫度，考慮結溫為 175°C。

表 5. 估算最大 TAMB

總結

極性反接保護電路是車輛中任何 ECU 的核心構建模塊之一。本文討論了幾種極性反接保護技術，包括二極管、P 溝道 MOSFET 和 N 溝道 MOSFET。本文比較了所有這些技術，并重點指出了每種技術的優(yōu)缺點。此外，本文提供了 MOSFET 選型指南以支持 MOSFET 選擇過程，并且給出了一個推薦器件清單。負載電流從 6 A 到 10 A 的熱測量表明，從散熱角度看，5×6 封裝表現(xiàn)良好，原因是其封裝和芯片更大，RDS,ON 和功率損耗比 3×3 封裝要低。另外，與較小的芯片相比，較大的芯片有助于更好地散熱。盡管如此，表 3 顯示 5×6 和 3×3 封裝的最大 TJ 的裕量差異并不顯著。根據(jù)應用需求和所使用的散熱系統(tǒng)，5×6 和 3×3 封裝的 MOSFET 均可選用。

理論計算的和實際估算的結溫 TJ 沒有顯著差異，數(shù)據(jù)表中給出的 RθJA 是實際值，可用來在實際應用中執(zhí)行熱分析。使用上文所示的計算，RθJA 有助于計算 MOSFET 可運行的最大環(huán)境溫度。

審核編輯：湯梓紅