射頻開關(guān)（RF Switch）基礎(chǔ)知識

考慮一個例子，其中兩個不同頻率的波（信號）通過 1 m 同軸電纜傳播。第一個信號的頻率為1 MHz，而第二個信號的頻率為1 GHz。為了計算它們的波長，我們將使用以下公式：

式中l(wèi)為信號波長，f為頻率，VF為電纜速度因子。讓我們假設(shè)用于路由兩個信號的同軸電纜是 RG8 類型，已知其速度因子為 0.66。

那么對于

在信號 1 的情況下，同軸電纜的長度與通過它傳播的信號的波長相比非常小。因此，如圖 1 所示，電纜中不同點的信號電位變化可以忽略不計。

對于 f = 1 GHz 的信號 2：

在信號 2 的情況下，同軸電纜的長度比通過它傳播的信號的波長大得多（幾乎 5 倍）。因此，在任何給定時間，信號的多個周期將同時通過電纜。由于它們的波長很小，高頻信號以波的形式通過電纜傳播。因此，此類信號在不同介質(zhì)之間傳播時會遭受反射和功率損耗（波動理論）。在電路的情況下，當(dāng)信號（波）通過具有不同特性阻抗的系統(tǒng)組件時，就會發(fā)生介質(zhì)的這種變化。因此，為了最大限度地減少反射和功率損耗，必須使用具有匹配阻抗的合適組件構(gòu)建 RF 系統(tǒng)。

特征阻抗

特性阻抗是傳輸線參數(shù)，由線路的物理結(jié)構(gòu)決定。它還有助于確定傳播信號如何在線路中傳輸或反射。RF 組件的阻抗不是直流電阻，對于傳輸線，可以使用以下公式計算：

在上面的公式中：

Z 0 = 特性阻抗

L = RF 傳輸線每單位長度的電感，由電流流過導(dǎo)線時在導(dǎo)線周圍形成的磁場引起。

C = 射頻傳輸線單位長度的電容。這也是兩個導(dǎo)體之間存在的電容

R = 射頻傳輸線單位長度的直流電阻

G = 每長度的介電電導(dǎo)

ω = 頻率（弧度/秒）

由于理想電纜沒有電阻或介質(zhì)泄漏，其特性阻抗可以使用上述公式計算為：

由于射頻系統(tǒng)中的所有組件都必須進(jìn)行阻抗匹配以最大限度地減少信號損失和反射，因此組件制造商專門設(shè)計了他們的設(shè)備，使其具有 50 或 75 Ω 的特征阻抗。50 Ω RF 系統(tǒng)構(gòu)成了 RF 市場的大部分，包括大多數(shù)通信系統(tǒng)。75 Ω RF 系統(tǒng)數(shù)量較少，主要用于視頻 RF 系統(tǒng)。工程師確保電纜和連接器等部件以及可能駐留在測試系統(tǒng)中的其他儀器都是阻抗匹配的，這一點至關(guān)重要。

插入損耗

如果信號傳輸?shù)膫鬏斁€長度大于其自身波長的 0.01，則信號中會出現(xiàn)顯著的功率損耗。開關(guān)模塊的“插入損耗”規(guī)格是這種功率損耗和信號衰減的量度。開關(guān)模塊在特定頻率下的插入損耗可用于計算在該頻率下打開信號引起的功率損耗或電壓衰減。

功率損耗計算公式：

電壓衰減計算公式：

要理解插入損耗的概念，請將開關(guān)或繼電器視為低通濾波器?，F(xiàn)實世界中的每個開關(guān)都有一些寄生電容、電感、電阻和電導(dǎo)。這些寄生成分結(jié)合在一起會衰減和降級開關(guān)用于路由的信號。這些元件引起的功率損耗和電壓衰減隨輸入信號的頻率而變化，可以通過開關(guān)模塊在該頻率下的插入損耗規(guī)格來量化。因此，確保開關(guān)的插入損耗在應(yīng)用的帶寬要求下是可接受的至關(guān)重要。為了理解為什么這很重要，讓我們考慮一個比較兩個開關(guān)對于特定 RF 應(yīng)用的適用性的示例。該應(yīng)用的要求包括將八個 3 GHz 視頻信號路由到矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀上的一個通道，衰減小于 30%（插入損耗在 3 GHz 時應(yīng)小于 3 dB）?？紤]的第一個開關(guān)是 NI PXI-2557 75 Ω 2.5 GHz 8x1 多路復(fù)用器，而第二個是來自另一家 PXI 供應(yīng)商的 3 GHz 75 Ω 8x1 多路復(fù)用器。在初步檢查兩個模塊的更高級別規(guī)格后，似乎后者更合適（后者具有更好的帶寬規(guī)格）。然而，對這兩種產(chǎn)品進(jìn)行仔細(xì)檢查后發(fā)現(xiàn)，這種假設(shè)并不成立。下圖顯示了在兩個交換機(jī)模塊上收集的從 160 MHz 到 3 GHz 的插入數(shù)據(jù)。

可以看出，在 3 GHz 時，2.5 GHz 模塊的插入損耗約為 1.78 dB，而 3 GHz 開關(guān)的插入損耗接近 5.64 dB。從這些值我們可以計算出兩個模塊造成的后續(xù)電壓和功率損耗為：

上表中的值表明，3 GHz 1 V pp 正弦波在通過 NI PXI-2557 2.5 GHz 75 Ω 多路復(fù)用器時會衰減至 0.817 V pp。當(dāng)同一信號通過來自其他 PXI 供應(yīng)商的 3 GHz 75 Ω 多路復(fù)用器時，將衰減至 0.522 V pp。由此可以看出，即使替代 PXI 供應(yīng)商的開關(guān)模塊的帶寬規(guī)格高于 NI 模塊的帶寬規(guī)格，但其引起的凈信號衰減明顯高于 NI PXI-2557 引起的信號衰減。此外，可以肯定地說，在上述 3 GHz 應(yīng)用的情況下，2.5 GHz NI 開關(guān)模塊比其 3 GHz 對應(yīng)物更適合。

電壓駐波比 (VSWR)

VSWR 是反射波與透射波的比率。如前所述，在較高頻率下，信號在通過傳輸線或電纜時采用波的形式和形狀。出于這個原因，就像在聲波和光波的情況下一樣，當(dāng)信號穿過不同的介質(zhì)（例如阻抗不匹配的組件）時會發(fā)生反射。在開關(guān)模塊中，這種不匹配可能存在于連接器的特性阻抗、PCB 走線和實際繼電器本身之間。因為 VSWR 是反射波功率的量度，它也可用于測量傳輸線中的功率損耗量。當(dāng)與輸入信號相加時，反射波會增加或減少其凈幅度，這取決于反射與輸入信號是同相還是異相?！榜v波”模式中最大（當(dāng)反射波同相時）與最?。ó?dāng)反射波異相時）電壓的比率稱為 VSWR。要了解如何計算射頻系統(tǒng)中的 VSWR 和回波損耗，讓我們考慮圖 6 中所示的射頻傳輸線。

在圖 6 的電路中，負(fù)載的阻抗 (40.5 Ω) 不等于源和傳輸線的阻抗 (50 Ω)。出于這個原因，通過傳輸線傳播的信號的某些部分會從負(fù)載反射回來。我們可以使用以下公式測量這種反射：

如您所見，回波損耗是反射信號功率的量度。它也是插入損耗的一個子集。RF 系統(tǒng)中的回波損耗（或反射）越高，其插入損耗就越高。

VSWR 是另一種測量信號反射的方法。它可以計算為：

在上式中，┏ 是反射系數(shù)，可以使用以下公式計算：

對于圖 6 中的電路，我們計算 VSWR 為：

為了形象化本例中發(fā)生的情況，讓我們假設(shè)來自 RF 系統(tǒng)的信號是 1 V pp正弦波。由于系統(tǒng)的反射系數(shù)為 0.1，我們可以確定反射的幅度為 0.1 x 1 = 0.1 V 或 100 mV。圖 7 顯示了當(dāng)反射波與輸入信號分別同相和異相 180 度時產(chǎn)生的合成信號的最大和最小幅度。

如前所述，VSWR 是駐波模式中最大電壓與最小電壓的比值。使用這個定義，我們可以從圖 7 中計算出 VSWR 為：

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帶寬

如前所述，射頻開關(guān)模塊的帶寬是其主要規(guī)格之一。然而，帶寬只能為我們提供給定產(chǎn)品性能的近似值，因為為 RF 開關(guān)建立帶寬規(guī)范的過程因供應(yīng)商而異。開關(guān)的帶寬僅表示供應(yīng)商認(rèn)為可以以可接受的 損耗路由通過它的最大頻率信號。但是，一個供應(yīng)商可以接受的可能對另一個供應(yīng)商來說是不可接受的。因此，例如來自供應(yīng)商 A 的 3 GHz 交換機(jī)可能與來自供應(yīng)商 B 的 3 GHz 交換機(jī)具有完全不同的性能指標(biāo)。

再次考慮由o不同供應(yīng)商生產(chǎn)的具有相似拓?fù)浜吞匦宰杩沟珟捯?guī)格不同的兩個模塊的示例。第一個模塊 NI PXI-2557，是一個 2.5 GHz 8x1 多路復(fù)用器，具有 75 Ω 特性阻抗；來自替代 PXI 供應(yīng)商的開關(guān)是具有 75 Ω 特性阻抗的 3 GHz 8x1 多路復(fù)用器。雖然看起來第二個模塊更適合路由 2 到 3 GHz 之間的信號，但圖 3 中收集和顯示的插入損耗數(shù)據(jù)表明情況并非如此。出于這個原因，NI 模塊的帶寬規(guī)范比其對應(yīng)的模塊要保守得多。，

許多人還認(rèn)為產(chǎn)品的帶寬是其 -3 dB 帶寬。這種觀點對于數(shù)字化儀等儀器是準(zhǔn)確的，其中設(shè)備的帶寬規(guī)格實際上是儀器模擬前端的 -3 dB 點。然而，對于 RF 開關(guān)，帶寬和 -3 dB 之間的關(guān)系并不總是成立。雖然有些供應(yīng)商確實將帶寬指定為 -3 dB，但其他供應(yīng)商則沒有。從圖 8 中的圖表可以看出一個例子，圖中顯示了 NI PXI-2547 在其帶寬 (2.7 GHz) 及其 -3 dB 點 (3.7 GHz) 下的插入損耗。

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