對(duì)數(shù)放大器和定向耦合器可實(shí)現(xiàn)駐波比檢測(cè)

Anil Rachakonda 和 Larry Hawkins

除了信號(hào)失真、效率低下和駐波外，傳輸線與其負(fù)載之間的阻抗不匹配所反射的射頻能量也會(huì)損壞信號(hào)源，例如功率放大器（PA）。但是，基于對(duì)數(shù)放大器的電路和檢測(cè)產(chǎn)生的駐波電壓駐波比（VSWR）的定向耦合器可用于觸發(fā)PA保護(hù)，使其免受過多的VSWR值的影響。

駐波比是電路中阻抗失配的量度。較大的駐波比會(huì)在RF電路中引起許多問題。最壞情況的影響包括對(duì)RF/微波高功率放大器（HPA）的永久性損壞，通常稱為VSWR故障。保護(hù)HPA免受此類災(zāi)難至關(guān)重要。本文演示了一種方案，用于檢測(cè)VSWR條件，并使用定向耦合器和高性能RF對(duì)數(shù)放大器保護(hù)HPA免受此類故障的影響。設(shè)計(jì)并測(cè)試了駐波比檢測(cè)和保護(hù)方案的原型。在配備擬議的保護(hù)方案時(shí)，即使受到 VSWR > 4：1 的 VSWR ，特定的 HPA >設(shè)計(jì)也會(huì)因 15：1 而損壞。

沿傳輸線的電壓和電流通過稱為特性阻抗（Z或).當(dāng)沿傳輸線傳播的傳導(dǎo)RF能量遇到等于特性阻抗的負(fù)載時(shí)，所有可用功率都輸送到負(fù)載。沿傳輸線的任何不連續(xù)性（不匹配）都會(huì)改變負(fù)載阻抗，從而導(dǎo)致沿線反射電流和電壓，從而產(chǎn)生駐波。入射波和反射波具有建設(shè)性和破壞性的干涉，導(dǎo)致最大值（V。.max） 和最小值 （V最小） 如圖 1 所示。電壓駐波比（VSWR）是這種不匹配的衡量標(biāo)準(zhǔn)，定義為V的比值。.max/在最小.

圖1.失配下傳輸線上的駐波是入射波和反射波的疊加。

完美匹配的阻抗 （VSWR=1：1） 可實(shí)現(xiàn)理想的功率傳輸，而嚴(yán)重不匹配的阻抗（高 VSWR） 可減少向負(fù)載的功率傳輸。高駐波比可能會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)中任何位置出現(xiàn)問題，但天線前面的PA對(duì)這些事件最敏感。過多的駐波比會(huì)減小無線電的工作范圍，導(dǎo)致發(fā)射信號(hào)使接收部分飽和或?qū)е聼o線電發(fā)熱。更嚴(yán)重的影響會(huì)損壞發(fā)射器，并通過一些災(zāi)難性的故障機(jī)制（例如燃燒）破壞傳輸線電介質(zhì)。高駐波比還會(huì)導(dǎo)致電視廣播系統(tǒng)中的陰影，因?yàn)樘炀€反射的信號(hào)再次從功率放大器反射，然后重新廣播，導(dǎo)致類似多路徑的現(xiàn)象。

駐波比檢測(cè)

公式1和圖1顯示，如果反射系數(shù)已知，則可以計(jì)算VSWR。

其中

Vi = 入射波;Vr = 反射波;Z0 = 特性阻抗;ZL= 負(fù)載

圖2顯示了放置在源和負(fù)載之間的定向耦合器，用于隔離和采樣來自負(fù)載的入射波和反射波。在高方向性下，入射波與反射波的比值等于反射系數(shù)，如公式2所示。因此，在定向耦合器和探測(cè)器的幫助下，可以檢測(cè)反射波和入射波并進(jìn)行后處理（執(zhí)行反射波和入射波的劃分）以測(cè)量反射系數(shù)。

圖2.定向耦合器對(duì)失配負(fù)載的入射和反射功率進(jìn)行隔離和采樣。

其中

C = 耦合系數(shù);D = 方向性
θ 和 Φ = 通過耦合器的未知相位延遲
VC = 耦合器耦合端口（端口C）上的電壓，入射波的樣本
VD = 耦合器反射端口（端口 D）上的電壓，反射波的樣本

一旦入射和反射信號(hào)被采樣和隔離，就需要檢測(cè)這些信號(hào)的幅度，這需要雙探測(cè)器。最佳檢測(cè)方法是通過考慮測(cè)量精度和溫度范圍內(nèi)的檢測(cè)范圍來確定的。

檢測(cè)方法的準(zhǔn)確性將決定VSWR測(cè)量的準(zhǔn)確性。由于兩個(gè)通道之間的耦合，用于檢測(cè)入射波和反射波的輸出精度會(huì)降低，特別是當(dāng)兩個(gè)通道以不同的功率水平工作時(shí)。這意味著隔離是探測(cè)器選擇的主要標(biāo)準(zhǔn)之一。這種隔離標(biāo)準(zhǔn)是雙重的：兩個(gè)RF通道輸入之間的隔離，以及一個(gè)RF通道的輸入與另一個(gè)RF通道輸出的隔離。使用網(wǎng)絡(luò)分析儀可以輕松測(cè)量?jī)蓚€(gè)輸入之間的隔離，但輸入到輸出的隔離更為重要。輸入至輸出隔離的測(cè)量方法是增加一個(gè)通道的功率電平，直到它開始影響另一個(gè)通道的功率檢測(cè)精度（在其動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)功率水平要低得多）1 dB。兩個(gè)功率電平之間的區(qū)別在于輸入至輸出隔離。可以使用不同值的耦合器和衰減器來定位輸入端的功率電平，以減小耦合。印刷電路板上的耦合也會(huì)影響隔離。布局時(shí)應(yīng)注意將RF輸入彼此隔離。

入射信號(hào)的檢測(cè)范圍相當(dāng)于發(fā)射器的輸出功率范圍，但對(duì)接口反射的反向傳播信號(hào)的檢測(cè)需要更大。反射功率電平的范圍可以從非常小的信號(hào)電平（當(dāng)PA和天線之間存在良好的阻抗匹配時(shí)）到與入射信號(hào)的最大電平一樣大的信號(hào)電平（當(dāng)傳輸線上有開路或短路時(shí)），需要具有高動(dòng)態(tài)范圍的探測(cè)器。

對(duì)數(shù)減法等效于除法的事實(shí)使得執(zhí)行復(fù)雜的信號(hào)除法數(shù)學(xué)變得容易，這是為VSWR檢測(cè)選擇對(duì)數(shù)放大器的一個(gè)重要原因。對(duì)于使用對(duì)數(shù)放大器的VSWR測(cè)量，兩個(gè)檢測(cè)器應(yīng)位于同一芯片上，以便為溫度和過程變化提供良好的匹配。對(duì)數(shù)放大器還具有比其他探測(cè)器類型更大的動(dòng)態(tài)范圍。所有這些都表明，用于VSWR應(yīng)用的最佳檢測(cè)方法是具有高動(dòng)態(tài)范圍和良好溫度精度的雙對(duì)數(shù)放大器。

除了差分輸出外，最好能夠訪問單獨(dú)的對(duì)數(shù)放大器輸出，因?yàn)榇蠖鄶?shù)RF設(shè)計(jì)人員使用此信息同時(shí)確定Tx部分的輸出功率。ADL5519是雙通道對(duì)數(shù)檢波器的一個(gè)很好的例子，它具有單獨(dú)的通道輸出以及兩個(gè)通道之間的差異。如圖3所示，ADL5519在低頻至54 GHz范圍內(nèi)提供8 dB的動(dòng)態(tài)范圍，溫度漂移小于±0.5 dB，是檢測(cè)入射波和反射波并同時(shí)控制輸出功率的理想解決方案。ADL5519 （>30 dB）出色的輸入至輸入和輸入至輸出通道隔離特性（如圖4和圖5所示）使該器件適用于雙RF通道系統(tǒng)。AD8302可用于不需要單獨(dú)對(duì)數(shù)輸出的場(chǎng)合。

圖3.ADL5519在900 MHz時(shí)的對(duì)數(shù)一致性在±1 dB以內(nèi)，在整個(gè)溫度范圍內(nèi)的漂移<0.5 dB。

圖4.ADL5519的一個(gè)RF通道輸入與另一個(gè)RF通道輸入的隔離。

圖5.ADL5519的一個(gè)RF通道輸入與另一個(gè)RF通道輸出的隔離。

有許多方法可以保護(hù)放大器免受高駐波比的潛在損害。高駐波比條件在高輸出功率下通常是災(zāi)難性的，因此保護(hù)電路的目標(biāo)應(yīng)該是降低輸出功率，從而使放大器處于安全工作模式。VSWR檢測(cè)方法與放大器的架構(gòu)無關(guān)，但架構(gòu)的功率控制方案確實(shí)會(huì)影響放大器保護(hù)機(jī)制的選擇。

對(duì)于放大器功率由外部引腳控制的情況，當(dāng)VSWR事件超過預(yù)定參考電平時(shí)，輸出功率很容易降低。所提出的保護(hù)方案能夠改變?cè)搮⒖茧娖?，將VSWR保護(hù)擴(kuò)展到幾種不同的PA架構(gòu)。

駐波比保護(hù)原型結(jié)果

這種VSWR保護(hù)機(jī)制用于在嚴(yán)重失配的情況下保護(hù)GSM PA。使用定向耦合器和雙檢測(cè)器檢測(cè)反射系數(shù)。當(dāng)VSWR超過安全限值時(shí)，通過調(diào)節(jié)放大器功率控制引腳上的電壓，觸發(fā)保護(hù)電路，降低放大器的輸出功率。

VSWR檢測(cè)電路如圖6所示，由一個(gè)定向耦合器、一個(gè)雙對(duì)數(shù)檢測(cè)器和一個(gè)箝位電路組成。HPA和負(fù)載之間的定向耦合器將入射波和反射波樣本耦合到耦合和反射端口上，然后將其饋送到ADL5519或AD8302等雙對(duì)數(shù)檢波器。使用耦合因子為30 dB、在15 MHz時(shí)方向性大于900 dB的定向耦合器將耦合信號(hào)和反射信號(hào)定位在探測(cè)器的檢測(cè)范圍內(nèi)。

圖6.VSWR檢測(cè)和保護(hù)裝置采用定向耦合器和雙對(duì)數(shù)檢測(cè)器。

來自反射端口的功率（PD）的定向耦合器，其與駐波比成比例，被饋送到檢波器的輸入通道之一。耦合端口的功率（PC），獨(dú)立于 VSWR，被饋送到另一個(gè)輸入通道。如公式3所示，雙對(duì)數(shù)檢波器計(jì)算這兩個(gè)信號(hào)的對(duì)數(shù)減法，得到差輸出V差異與反射和耦合信號(hào)的比率成正比，相當(dāng)于反射系數(shù)。這些方程適用于具有高方向性（>40 dB）的耦合器。在較低的方向性下，測(cè)量的V差異輸出將是駐波比相位的函數(shù)。發(fā)現(xiàn) 15 dB 的方向性足以區(qū)分 1.5 和 3.0 的 VSWR，而不必?fù)?dān)心 VSWR 的相位。

其中

VDIFF是雙對(duì)數(shù)放大器檢測(cè)器的差輸出（V）
VSLP 是對(duì)數(shù)放大器檢波器的斜率 （mV/dB）
PINT是VOUT與PIN曲線的X軸截距（dBm）（見圖4）
VLVL 是恒定共模電壓電平 （V）
ZIN 是檢波器的輸入阻抗

當(dāng)對(duì)數(shù)檢波器的差分輸出（VDIFF）增加預(yù)定義電壓電平（VREF）時(shí)，基于運(yùn)算放大器的箝位電路觸發(fā)，表明VSWR條件較高。一旦檢測(cè)到高駐波比條件，HPA 就會(huì)使用其功率控制電壓端口 （VAPC） 斷電進(jìn)入安全工作模式。在決定 VREF 水平時(shí)，應(yīng)考慮 PA 的 POUT 與 VAPC 特征。在此工作模型中，VREF電平設(shè)置為觸發(fā)VSWR值>1.5：1的箝位電路。

圖7所示的GSM PA在暴露于VSWR時(shí)>4：1（P外= 34 MHz 時(shí)為 5.900 dBm。在使用這些條件進(jìn)行的檢測(cè)器電路實(shí)驗(yàn)測(cè)試中，即使在承受15：1的VSWR>后，類似的GSM PA也能正常工作，如圖8所示。這些結(jié)果表明，該設(shè)備能夠在嚴(yán)重的失配條件下保護(hù)功率放大器。

圖7.900 MHz 的 GSM PA 在暴露于 4：1 > 的 VSWR 時(shí)會(huì)損壞。

圖8.當(dāng)配備使用定向耦合器和雙對(duì)數(shù)檢測(cè)器的 VSWR 檢測(cè)和保護(hù)裝置時(shí)，即使暴露于 VSWR > 900：15 的 GSM PA 也能正常工作。

審核編輯：郭婷