AN-1354：集成ZIF，射頻到比特，LTE，廣域接收器分析和測(cè)試結(jié)果

Brad Brannon, Kenny Man, 和 Ankit Gupta

本應(yīng)用筆記參考了3GPP TS 36系列文檔和ADI公司的各種數(shù)據(jù)手冊(cè)、特性報(bào)告和實(shí)驗(yàn)室測(cè)試結(jié)果。重點(diǎn)是基于集成、零中頻（ZIF）、RF至比特、IC（AD9371）的無線電接收器的分析和測(cè)試結(jié)果，用于多載波、廣域LTE操作。

圖 1 和圖 2 顯示了討論的一般假設(shè)架構(gòu)。圖2詳細(xì)介紹了基于AD9371的無線電的常見內(nèi)容。關(guān)鍵元件包括雙工器、模擬前端（AFE）、RF表面聲波（SAW）濾波器和AD9371集成無線電。

圖2.無線電接收機(jī)框圖

圖 3 顯示了系統(tǒng)性能測(cè)試的實(shí)驗(yàn)室設(shè)置。

圖3.硬件測(cè)試設(shè)置框圖

接收器信號(hào)鏈中關(guān)鍵組件的一般說明

雙面打印器

雙工器或隔離器的關(guān)鍵功能是將發(fā)射能量排除在接收器之外，以防止脫敏或損壞。雙工器往往是接收器中成本較高的元件之一，也占總重量和體積的很大一部分。對(duì)于頻分雙工（FDD）應(yīng)用，沒有雙工器是完美的，因此，發(fā)射（Tx）寬帶噪聲的某些部分溢出到接收（Rx）頻段，成為噪聲預(yù)算的一部分。如果可以將更多的總噪聲預(yù)算分配給傳輸泄漏，則雙工器可以變得更小、更便宜、更輕。

在測(cè)試設(shè)置中，雙工器被建模為具有1 dB插入損耗的理想帶通濾波器，在參考天線的功率計(jì)算中考慮了這一點(diǎn)。

AFE

模擬前端（AFE）包括一個(gè)兩級(jí)LNA，以最小的附加噪聲放大微弱信號(hào)，以便AD9371能夠以合理的噪聲對(duì)無線電貢獻(xiàn)的信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化處理。

討論并測(cè)試了兩種不同AFE增益場(chǎng)景（20 dB和25.5 dB）下的整體系統(tǒng)性能。

圖4.AFE詳細(xì)框圖和與AD9371的連接

鋸過濾器

RF濾波器的兩個(gè)目的是盡可能多地消除帶外能量，包括帶外阻塞信號(hào)，并提供寬帶發(fā)射噪聲和互調(diào)產(chǎn)物的額外衰減，否則會(huì)降低接收器性能。如果可能，使用差分輸出SAW濾波器與AD9371上的差分RF輸入相匹配。另一種方法是使用射頻巴倫。差分架構(gòu)允許更高的偶數(shù)階性能指標(biāo)，以及對(duì)本振 （LO）、時(shí)鐘、電源噪聲和其他系統(tǒng)信號(hào)的更高共模抑制。

為了獲得最佳帶外性能，建議在兩個(gè)LNA級(jí)之間插入一個(gè)RF SAW濾波器，以提高整個(gè)接收器鏈的帶外線性度性能。這通過放寬雙工器帶外抑制要求為系統(tǒng)帶來了價(jià)值。

AD9371

AD9371是一款高度集成的RF捷變收發(fā)器，提供雙通道發(fā)射器和接收器、集成頻率合成器和數(shù)字信號(hào)處理功能。AD9371提供3G/4G微到宏基站設(shè)備所需的高性能和低功耗的多功能組合，可在FDD和TDD應(yīng)用中工作。

AD9371的工作頻率范圍為300 MHz至6000 MHz，覆蓋大多數(shù)許可和非許可蜂窩頻段。AD9371具有完整的LO和時(shí)鐘合成功能，支持204 （Rx）或2 （Tx）通道上的JESD4B兼容數(shù)字接口，支持高達(dá)6.144 Gbps的通道速度。

AD9371 Rx的特性性能

以下各節(jié)的分析基于表2所示的特性數(shù)據(jù)，用于估計(jì)系統(tǒng)性能。

圖6.發(fā)射至接收隔離，用于 2 dB NF（1 dB 雙工器 IL、40 dBm/°C 和 4°C P外， 60 dB ACLR）

預(yù)期的接收合規(guī)性

參考靈敏度

分析

圖7顯示了廣域基站（BTS）中LTE所需的參考靈敏度水平（RSL）。5 MHz載波帶寬（BW）的廣域基站RSL對(duì)應(yīng)于?168 dBm/Hz信號(hào)密度。

圖7.分配帶寬處的 LTE 分配資源塊 （RB）

使用 FRC A1-3 參考測(cè)量通道和 MCS-4 調(diào)制和編碼方案，95% 的吞吐量預(yù)計(jì)具有大約 ?1 dB 的信噪比 （SNR），具體取決于特定 IP 實(shí)現(xiàn)的鏈路條件和功能。為了滿足規(guī)范的RSL要求，可能的最高整體系統(tǒng)噪聲系數(shù)為7 dB（?168 dBm/Hz ? （?1 dB） ? （?174 dBm/Hz） = 7dB）。所有基站供應(yīng)商都希望實(shí)現(xiàn)比3GPP要求更好的RSL;因此，典型的系統(tǒng)噪聲系數(shù)為2 dB至3 dB，分別可實(shí)現(xiàn)5 dB至4 dB裕量。

圖8顯示了一個(gè)典型的簡(jiǎn)化框圖。它在AD1頻段中心提供8.9371 dB的總天線參考系統(tǒng)噪聲系數(shù)，典型情況下在頻帶邊緣為2.0 dB，在最壞情況下在頻帶邊緣為2.5 dB。這為其他因素留下了大約0.5 dB的裕量，其中2.5 dB的典型NF和3 dB的最壞情況NF作為設(shè)計(jì)目標(biāo)。

圖8.基于AD9371的無線電接收器的簡(jiǎn)化模型

在FDD系統(tǒng)中，接收噪聲由接收器NF和發(fā)射泄漏到Rx頻段決定。發(fā)射可以是噪聲、失真或兩者之和，具體取決于工作頻段和信號(hào)帶寬的發(fā)射到接收頻率分離。發(fā)射器發(fā)射電平取決于發(fā)射功率、發(fā)射器的線性度和噪聲，以及雙工器的發(fā)射端口到天線端口到接收端口的抑制。

數(shù)字預(yù)失真（DPD）在中到高發(fā)射功率應(yīng)用中是必需的，并且需要具有寬合成帶寬的發(fā)射器，這意味著在雙工器之前無法濾除太多Tx噪聲。例如，使用基于AD9371的發(fā)送器時(shí)，假設(shè)回退為9371 dB，AD151輸出端的帶內(nèi)噪聲為?5 dBm/Hz，輸出功率為?12 dBm rms。例如，如果天線的輸出功率為4個(gè)載波，頻率為46 dBm（每個(gè)載波10 W），則總增益為51 dB，功率放大器（PA）輸出噪聲為?99 dBm/Hz。

在60 dB鄰道漏電比（ACLR）下，46載波天線輸出的4 dBm總發(fā)射功率的PA失真落入Rx頻段為?87 dBm/Hz。 結(jié)合AD9371 Tx熱噪聲，對(duì)于86 MHz帶寬LTE，Rx頻段的總噪聲為?7.3 dBm/Hz Tx噪聲加上失真功率密度， 遠(yuǎn)高于?174 dBm/Hz本底噪聲，因此雙工器必須抑制噪聲。

圖9顯示了假設(shè)接收器具有2 dB NF（通常是宏BTS接收器的規(guī)格），計(jì)算出的雙工器抑制與Tx噪聲和失真導(dǎo)致的允許系統(tǒng)NF下降的關(guān)系。

圖9.雙工器拒絕要求

如果需要0.1 dB NF降級(jí)，則需要104 dB雙工器Tx到Rx隔離，這既困難又昂貴。當(dāng)允許0.5 dB NF降級(jí)時(shí)，這阻礙了改善整個(gè)接收器噪聲性能的許多努力，雙工器Tx至Rx隔離要求放寬約10 dB至94 dBc。這比0.1 dB的降級(jí)方案要好，但仍然難以實(shí)現(xiàn)，也不具有成本效益。為了以合理的系統(tǒng)成本實(shí)現(xiàn)有競(jìng)爭(zhēng)力的接收器RSL性能，可能需要Tx噪聲和失真消除功能來放松雙工器或天線濾波器上的Tx至Rx隔離。

對(duì)于Tx失真產(chǎn)物遠(yuǎn)高于噪聲的頻段，情況甚至更加困難（見圖11）。如果傳輸帶寬為B的信號(hào)，則三階失真產(chǎn)物從Tx信號(hào)中心擴(kuò)展到1.5B的頻率偏移。五階失真產(chǎn)物從Tx信號(hào)中心延伸至2.5B。如果這些失真帶與Rx通道重疊，則接收器將脫敏，除非失真產(chǎn)物被充分濾除。

圖10顯示了3GPP頻段的發(fā)射機(jī)失真積帶寬與Rx至Tx分離之間的關(guān)系。藍(lán)色菱形是 3GPP 帶寬與雙工間距的散點(diǎn)圖。紅線和綠線表示三階和五階失真帶的范圍與信號(hào)帶寬的函數(shù)關(guān)系。紅線或綠線下的藍(lán)色菱形表示該波段中的接收器因Tx失真產(chǎn)物而脫敏。請(qǐng)注意，大多數(shù)藍(lán)色菱形都位于紅線或綠線下，這表明大多數(shù) 3GPP 波段因 Tx 失真而脫敏，這對(duì)雙工器提出了嚴(yán)格的要求。

圖 10.發(fā)射失真帶寬與3GPP頻段Rx/Tx分離的關(guān)系

圖 11.發(fā)射失真帶和雙工間距

測(cè)試結(jié)果

本節(jié)總結(jié)了實(shí)驗(yàn)室測(cè)量結(jié)果。請(qǐng)注意，使用ADL5240放大器代替第二級(jí)LNA;因此，AFE NF比建模的略差。靈敏度信息是從測(cè)得的信噪比外推出來的。NF或靈敏度不考慮Tx泄漏。

圖 12.WCDAM 和 LTE 在 2 AFE 增益下測(cè)得的 RSL

圖 13.使用不同方法測(cè)量的系統(tǒng)噪聲系數(shù)

分析與測(cè)量性能之間的比較

測(cè)得的系統(tǒng)NF接近分析結(jié)果（最大0.5 dB）。來自分析和測(cè)量的系統(tǒng)噪聲系數(shù)均達(dá)到目標(biāo) 3 dB。

動(dòng)態(tài)范圍

分析

對(duì)于動(dòng)態(tài)范圍測(cè)試，如3GPP TS 36.104文檔所示，基于MCS-5施加?70.2 dBm的9 MHz期望信號(hào)。加性白高斯噪聲（AWGN）干擾信號(hào)為?82.5 dBm。MCS-9 具有 95% 的吞吐量角，大約 10 dB 的 SNR。如果額外的損傷不會(huì)降低大于2.3 dB的SNR，則滿足動(dòng)態(tài)范圍性能。由于所需信號(hào)是主導(dǎo)信號(hào)，因此大多數(shù)合理的實(shí)現(xiàn)不會(huì)引起任何自阻塞損傷。這更像是基帶規(guī)格，而不是無線電規(guī)格，因此不會(huì)挑戰(zhàn)接收器性能。對(duì)于窄帶信號(hào)，信號(hào)和干擾之間的關(guān)系大致相同。因此，不同頻譜分配的性能保持不變。

測(cè)試結(jié)果

動(dòng)態(tài)范圍沒有測(cè)試，只是分析了。

通道內(nèi)選擇性

分析

對(duì)于廣域基站，使用?5 dBm的15個(gè)資源塊（RB）（MSC-4）信號(hào)和?100 dBm的相鄰10 RB干擾來測(cè)試81 MHz E-UTRA信號(hào)的通道內(nèi)選擇性，以填充剩余的5 MHz E-UTRA信道。

?5 dBm 時(shí)的 100 MHz E-UTRA 信號(hào)對(duì)應(yīng)于所需 RB 功率電平的 ?100 dBm ? 10 × log（15 RB） = ?111.8 dBm/RB，干擾 RB 功率電平對(duì)應(yīng)的 ?81 dBm – 10 × log（10 RB） = ?91 dBm/RB。

如前所述，MSC-4信號(hào)的轉(zhuǎn)折SNR約為?1 dB，低于該值的吞吐量將降至95%以下。

盡管干擾源非常接近，但兩者之間的絕對(duì)功率和功率差距都不足以對(duì)無線電構(gòu)成挑戰(zhàn)。鏡像抑制、IIP2 和 IIP3 等規(guī)格的典型無線電性能對(duì)本測(cè)試的性能沒有影響，因?yàn)楦蓴_信號(hào)功率非常低。

LO近載波相位噪聲對(duì)僅次于直流的RB的影響最大。100 Hz至360 kHz范圍內(nèi)的LO相位噪聲與干擾RB之間的倒易混頻積落入所需RB。AD9371內(nèi)部LO的積分相位噪聲（相位抖動(dòng)）約為?33 dBc;這有助于 ?91 dBm + （?33） = ?124 dBm，對(duì)于最接近的所需 RB（靠近直流），這大約提供 ?111.8 dBm ? （?124 dBm） = 12.2 dB SNR。

基帶信號(hào)鏈的1/f噪聲（0 Hz至幾10 kHz）可能比LO相位噪聲貢獻(xiàn)更多。為消除1/f噪聲，AD9371采用數(shù)字陷波濾波器。陷波濾波器帶寬是可編程的;更寬的陷波濾波器有助于消除寬范圍的1/f噪聲，因此在較低的信號(hào)電平下很有幫助。陷波濾波器還會(huì)切斷部分所需信號(hào)能量;因此，更寬的陷波濾波器會(huì)在較高信號(hào)電平下降低SNR?？梢赃x擇最佳的陷波濾波器帶寬，以實(shí)現(xiàn)小信號(hào)和大信號(hào)條件下的平衡性能。

測(cè)試1.4 MHz E-UTRA信號(hào)的通道內(nèi)選擇性，使用?3.4 dBm的98 RB（MSC-9）信號(hào)和?3 dBm的相鄰79 RB信號(hào)，以填充剩余的E-UTRA通道。使用前面討論的相同約束，所需的性能如表 4 和表 5 所示。與更寬帶寬配置一樣，這些要求對(duì)AD9371來說都不是挑戰(zhàn)。

在表5中，ICS性能的實(shí)驗(yàn)室測(cè)量數(shù)據(jù)與每個(gè)關(guān)鍵測(cè)量值的分析性能非常接近。

圖 14.通道內(nèi)選擇性

窄帶阻塞

分析

與基準(zhǔn)靈敏度部分一樣，所需信號(hào)是5 MHz寬的MCS-4通道。對(duì)于廣域基站，允許6 dB弛豫，所需靈敏度為?95.5 dBm。干擾源是?49 dBm的單個(gè)RB，根據(jù)TS 36.141文檔中的公式以失調(diào)頻率出現(xiàn)。

這是從窄帶阻塞器中心到目標(biāo)信號(hào)通道邊緣的偏移，如圖17所示。鑒于該信號(hào)的大特性，接收器容易受到常見的損傷，包括鏡像抑制和相位噪聲。當(dāng)輸入靈敏度要求為?95.5 dBm和?1 dB SNR時(shí)，整個(gè)通道的總損傷允許為?94.5 dBm，相當(dāng)于13 dB （?161 dBm/Hz）的噪聲系數(shù)。

對(duì)于圖像抑制，產(chǎn)生的侵略者可能會(huì)也可能不會(huì)落在所需的信號(hào)上。假設(shè)確實(shí)如此，則可能發(fā)生兩種可能性。一個(gè)是圖像正好落在所需的資源塊上。另一種可能性是圖像部分落在兩個(gè)相鄰的資源塊上。對(duì)于此討論，假設(shè)圖像正好落在一個(gè)資源塊上，但請(qǐng)記住，損傷可能涉及兩個(gè)相鄰的資源塊。此外，總吞吐量基于所有 RB，而不僅僅是受損 RB;因此，這是最壞的情況。?49 dBm阻塞在49 dBc鏡像抑制時(shí)會(huì)導(dǎo)致?70 dBm ? 119 dB = ?70 dBm損傷。

當(dāng)阻塞與目標(biāo)信號(hào)的最小頻率偏移時(shí)，相位噪聲影響最大。對(duì)于1.4 MHz的情況，偏移為400 kHz至1.5 MHz的相位噪聲會(huì)影響目標(biāo)信號(hào)的SNR。在5 MHz載波帶寬情況下，600 kHz和5.1 MHz之間的偏移相位噪聲會(huì)影響SNR。AD9371內(nèi)部LO在400 kHz至1.5 MHz范圍內(nèi)的積分相位噪聲約為?59 dBc，在61 kHz至600.5 MHz范圍內(nèi)約為?1 dBc。對(duì)于108.7 MHz和1 MHz載波帶寬，這大約貢獻(xiàn)了?4.3 dBm，對(duì)于110 MHz載波帶寬，貢獻(xiàn)了?5 dBm。

最接近罪犯的RB受近載波相位噪聲的影響最大。對(duì)于 400.580 MHz 帶寬，從 NB 阻塞中心到所需 RB 的頻率偏移為 1 kHz 至 4 kHz，對(duì)于 600 MHz 帶寬，頻率偏移為 780 kHz 至 5 kHz。在62 kHz至400 kHz的頻率偏移范圍內(nèi)，積分相位噪聲約為?580 dBc。

對(duì)于111.1 MHz載波帶寬，積分相位噪聲的貢獻(xiàn)約為?4 dBm/RB，對(duì)于113 MHz載波帶寬，積分相位噪聲約為?5 dBm/RB。由于所需信號(hào)電平（比RSL高6 dB）對(duì)于108.7 MHz帶寬為?1.4 dBm/RB，對(duì)于109 MHz帶寬為?5.5 dBm/RB，因此最接近干擾方的RB（NB阻塞RB）的相位噪聲限制SNR對(duì)于3.1 MHz帶寬約為4 dB，對(duì)于3 MHz帶寬約為8.5 dB， 高于 ?1 dB。對(duì)于那些離干擾源較遠(yuǎn)的所需RB，SNR會(huì)隨著相位噪聲的改善和頻率偏移的增加而改善。

圖 15.5 MHz LTE信號(hào)校正前的鏡像抑制

圖 16.對(duì)5 MHz LTE信號(hào)進(jìn)行校正后的鏡像抑制

圖 17.窄帶阻塞測(cè)試所需的信號(hào)和阻塞器位置

相鄰?fù)ǖ肋x擇性 （ACS）

與動(dòng)態(tài)范圍部分一樣，所需信號(hào)是4 MHz寬的MCS-5通道。對(duì)于廣域基站，允許6 dB弛豫，所需靈敏度為?95.5 dBm。干擾源為?52 dBm，由從侵略源中心到目標(biāo)信號(hào)邊緣的5 MHz E-UTRA信號(hào)偏移2.5025 MHz組成。與窄帶阻塞的情況一樣，信號(hào)電平相當(dāng)大。此外，考慮到侵略者相對(duì)于間隔的寬帶寬，有源RB和侵略者之間僅存在約0.5 MHz的間隙，這表明侵略者子載波之間的互調(diào)項(xiàng)可能會(huì)侵犯所需信號(hào)。因此，除了鏡像抑制和相位噪聲外，還必須考慮相鄰?fù)ǖ佬孤┖突フ{(diào)。當(dāng)輸入靈敏度要求為?95.5 dBm和?1 dB SNR時(shí)，整個(gè)通道的總損傷允許為?94.5 dBm，相當(dāng)于12 dB （?162 dBm/Hz）的噪聲系數(shù)。

對(duì)于鏡像抑制，假設(shè)鏡像正好落在所需信號(hào)上，盡管這取決于確切的頻率規(guī)劃，可能是也可能不是這樣。?52 dBm阻塞信號(hào)為目標(biāo)信號(hào)貢獻(xiàn)?52 dBm – 70 dB = ?122 dBm/載波。

侵略者的子載波之間的互調(diào)產(chǎn)物的子項(xiàng)落在所需的子載波中。參考的 IIP3 天線在 1 dB AFE 增益下約為 +7.20 dBm，或在 2.9 dB AFE 增益下約為 ?25.5 dBm。在不考慮頻譜擴(kuò)展效應(yīng)的情況下，在20 dB AFE增益下，三階交調(diào)失真（IM3）積約為2 × （?52 dBm – 3 dB ? 1.7 dBm） + （?52 dBm ? 3 dB） = ?168.4 dBm/RB，遠(yuǎn)小于圖像影響。

相位噪聲影響可以通過檢查給定5 MHz帶寬侵略者下最接近的期望RB的SNR來計(jì)算。500 kHz至5 MHz范圍內(nèi)的積分相位噪聲約為?60 dBc，侵略者功率電平為?52 dBm ? 10 × log（25 RBs） = ?66 dBm/RB;這在最接近的所需RB處產(chǎn)生?60 dBc ? 66 dBm/RB = ?126 dBm倒數(shù)混合產(chǎn)物。所需RB的功率電平為?95.5 dBm ? 10 × log（25 RB） = ?109.5 dBm/RB，降敏為6 dB。

如果所需信號(hào)居中靠近直流，則對(duì)相鄰?fù)ǖ赖腎IP2響應(yīng)可能會(huì)干擾直流時(shí)的目標(biāo)信號(hào)。系統(tǒng) IIP2 在 44 dB AFE 增益時(shí)約為 20 dBm，在 38.5 dB AFE 增益下約為 25.5 dBm。在?52 dBm阻塞電平下，這會(huì)產(chǎn)生?142.5 dBm IM2，遠(yuǎn)小于圖像影響。

圖 18.相鄰?fù)ǖ肋x擇性測(cè)試中所需的信號(hào)和阻塞器放置

一般帶外阻塞和搭配

一般帶外阻塞

LTE的一般阻塞要求要求在所需頻段之外一定距離處允許?15 dBm連續(xù)波（CW）音調(diào)。這可以介于 10 MHz 和 20 MHz 之間的位置，具體取決于頻段，并且可以從 1 MHz 擴(kuò)展到 12.750 GHz。在搭配場(chǎng)景中，阻塞級(jí)別為 16 dBm。

AD9371內(nèi)部架構(gòu)在距離通帶邊沿20 MHz偏移時(shí)提供約200 dB抑制，在40 MHz偏移時(shí)提供超過500 dB的抑制，在遠(yuǎn)端頻段提供超過50 dB的抑制，這超出了內(nèi)部Σ-Δ ADC的第一個(gè)奈奎斯特區(qū)（?614.4 MHz至+614.4 MHz）。

AD9371內(nèi)部架構(gòu)部分定義了雙工器或時(shí)分雙工（TDD）天線濾波器和其他RF濾波器的抑制性能。雙工器和其他濾波器對(duì)該信號(hào)的完全抑制會(huì)降低電平，使其不會(huì)中斷接收器性能。這種減少對(duì)于一般阻塞很重要，但對(duì)于帶外信號(hào)可能非常大的搭配情況尤其重要。如果沒有正確過濾，這些信號(hào)有幾種方式會(huì)破壞性能。首先，前端（LNA和其他RF放大器）的線性度可能會(huì)受到影響。其次，帶外信號(hào)可以在ADC內(nèi)混疊，并顯示為帶內(nèi)阻塞信號(hào)。帶外信號(hào)也可能使ADC過驅(qū)動(dòng)。最后，帶內(nèi)信號(hào)可能會(huì)使接收器的性能脫敏。

對(duì)于中頻采樣架構(gòu)，必須對(duì)這些帶外信號(hào)進(jìn)行充分濾波，使其等于或小于熱噪聲電平，以防止接收器靈敏度過度下降。例如，總濾波必須等于或優(yōu)于 +16 dBm – （2 dB ? 174 dBm/Hz + 10 × log（4.5 MHz）） = 122 dB，這相當(dāng)于在 3 dB 系統(tǒng)噪聲系數(shù)下實(shí)現(xiàn)的 RSL 的 2 dB 脫敏。

在IF采樣接收器中，濾波分布在RF和IF之間，以實(shí)現(xiàn)所需的濾波要求。具體而言，這需要在混頻器前面安裝一個(gè)RF濾波器，以防止LO另一側(cè)的信號(hào)和噪聲與所需的混頻器鏡像一起出現(xiàn)在帶內(nèi)。對(duì)于ZIF架構(gòu)，理論上沒有帶外鏡像，但在硅片上，AD9371為高階鏡像（超過第一奈奎斯特頻率范圍）提供有限的抑制（>50 dB）。因此，該RF濾波器可以靠近天線，改善所有頻段的帶外保護(hù)，尤其是第二級(jí)LNA;因此，無線電的整個(gè)帶外線性度得到改善。當(dāng)濾波器靠近天線時(shí)，噪聲系數(shù)的降低可能小于 1/10 dB。在圖20所示的掃描中，脫敏與頻率的關(guān)系圖。在遠(yuǎn)離帶外，限制來自LNA線性度，而不是與相位噪聲或轉(zhuǎn)換器本底噪聲等其他現(xiàn)象相關(guān)的噪聲。由于這一限制，在第一個(gè)LNA和第二個(gè)LNA之間包括一個(gè)RF濾波器可減少帶外線性問題并提高整體系統(tǒng)性能。在兩個(gè)LNA級(jí)之間包括RF濾波器是不可能的，如果IF采樣架構(gòu)對(duì)NF的影響更大。

如圖20所示，緊鄰目標(biāo)頻帶外的阻斷信號(hào)很難濾除。目標(biāo)頻帶之外的阻塞信號(hào)包括傳輸泄漏以及不相關(guān)的源。雙工器可以增加復(fù)雜性以幫助但不能消除這些問題，但不能以代價(jià)消除這些問題。同樣，SAW濾波器也不能完全消除這些信號(hào)。典型的中頻采樣架構(gòu)必須在整個(gè)頻段上容忍可能高達(dá)?35 dBm的信號(hào)，這些信號(hào)可能來自帶外源混疊。必須使用低于放大器雜散電平的IF濾波器和ADC組合對(duì)阻塞信號(hào)進(jìn)行衰減，以防止接收器中斷。其他信號(hào)也必須濾除，包括LO泄漏和不需要的混頻器鏡像。結(jié)果通常是一個(gè)高階IF濾波器，其插入損耗約為6 dB至12 dB，具體取決于所需的轉(zhuǎn)換響應(yīng)。ZIF 架構(gòu)幾乎消除了所有這些問題。對(duì)于ZIF架構(gòu)，主要信號(hào)是感興趣的信號(hào)及其產(chǎn)品。這些產(chǎn)品通常通過各種模擬和數(shù)字技術(shù)來緩解。由于片內(nèi)AAF濾波器和用于數(shù)字化信號(hào)的Σ-Δ調(diào)制器具有一般的低通特性，帶外信號(hào)自然會(huì)被Σ-Δ轉(zhuǎn)換器的信號(hào)傳遞函數(shù)抑制。結(jié)合高采樣率，使用Σ-Δ轉(zhuǎn)換器的ZIF架構(gòu)提高了對(duì)帶外內(nèi)容的容差，尤其是遠(yuǎn)帶，并減輕了濾波負(fù)擔(dān)。圖20突出了這一點(diǎn)，即在目標(biāo)頻帶之外對(duì)接收器進(jìn)行脫敏所需的輸入電平不斷增加。綜上所述，對(duì)帶外脫敏的耐受性高于帶內(nèi)脫敏。

在采用流水線ADC的傳統(tǒng)中頻采樣架構(gòu)中，濾波器必須同時(shí)處理近載帶外阻塞和遠(yuǎn)端阻塞;因此，插入損耗和成本很高。相比之下，AD9371具有良好的遠(yuǎn)距離阻塞抗擾度，因此，RF濾波器可以針對(duì)近載波抑制進(jìn)行優(yōu)化。

用于 LTE-TDD 的特殊帶外阻斷

LTE-TDD運(yùn)營商可能要求帶外容差，在較小的阻塞信號(hào)到所需信號(hào)頻率偏移（小于標(biāo)準(zhǔn)帶外阻塞方案）時(shí)，能夠容忍某些阻塞功率電平（高于帶內(nèi)阻塞功率電平），例如，在距離所需帶邊沿35 MHz偏移時(shí)具有?5 dBm阻塞電平。由于過渡帶（5 MHz）相對(duì)于通帶頻率非常小，因此即使是腔體濾波器也無法以合理的成本完成很多工作;因此，情況與帶內(nèi)阻塞方案幾乎相同。

AFE增益為20 dB，天線至LNA輸入損耗為2 dB，AD9371自動(dòng)增益控制（AGC）開始降低此電平信號(hào)的增益?？紤]到5 MHz LTE信號(hào)的峰均比（PAR）約為7.2 dB，AD9371的峰值輸入功率約為?35 dBm ? 2 dB + 20 dB + 7.2 dB = ?10 dBm。在?13 dBm ADC等效滿量程功率和AGC裕量為3 dB時(shí)，AD10必須使用?13 dBm ? （?3 dBm ? 6 dB） = 9371 dB衰減，以降低有效噪聲系數(shù)。

相位噪聲是一個(gè)問題，因?yàn)樽枞娖胶芨?。在這種特殊情況下，圖像不是問題。IM2 對(duì)于 DC 周圍的運(yùn)營商來說可能是一個(gè)問題。

減值如表11所示。

搭配

搭配容差在并置發(fā)射頻率處具有+16 dBm CW阻塞器，該阻塞器在給定LNA壓縮的搭配頻段設(shè)置雙工器/天線濾波器抑制。LNA第一級(jí)和第二級(jí)之間的級(jí)間RF濾波器有助于放松雙工器（用于FDD系統(tǒng)）或天線濾波器（用于TDD系統(tǒng)）在搭配頻段的抑制，因?yàn)樗纳屏薃FE的帶外線性度。例如，將RF濾波器放置在兩個(gè)LNA級(jí)之間可能會(huì)使整個(gè)接收器的帶外線性度從9 dBm/IIP3和?5 dBm/P1dB提高到17 dBm/IIP3和3.5 dBm/P1dB，與將RF濾波器放置在AFE輸出端相比，這大約提高了8 dB至10 dB。 或與中頻接收器相比，大約提高了12 dB至15 dB。

RF濾波負(fù)責(zé)將帶外雜散降低到不會(huì)使接收器飽和的水平。剩余的未濾波信號(hào)會(huì)影響整個(gè)接收器噪聲系數(shù)，如參考靈敏度部分所述。因此，RF NF越低，對(duì)搭配產(chǎn)生的噪聲項(xiàng)的容忍度就越高。

在圖20中，3 dB脫敏約為?27 dBm至?25 dBm。在粉紅色區(qū)域（1500 MHz至2000 MHz和2700 MHz至3000 MHz），脫敏水平遠(yuǎn)低于3 dB（0.5 dB至1 dB），除非驅(qū)動(dòng)AFE非常接近其P1dB。因此，真正的3 dB降敏阻塞電平受到AFE壓縮的限制。

圖 19.帶級(jí)間RF濾波器的ZIF接收器

圖 20.3 dB 脫敏阻斷電平頻率掃描

接收器互調(diào)

對(duì)于互調(diào)測(cè)試，同時(shí)執(zhí)行窄帶和寬帶測(cè)試。在這兩種情況下，所需信號(hào)都允許6 dB降敏，如本應(yīng)用筆記其他部分所述。

寬帶互調(diào)性能

對(duì)于寬帶互調(diào)測(cè)試，CW 信號(hào)距離通道邊緣 7.5 MHz，E-UTRA 5 MHz 信號(hào)位于距離 17.5 MHz 的中心。兩者都是?52 dBm。由此產(chǎn)生的交調(diào)項(xiàng)之一直接落在所需通道的頂部。除了互調(diào)問題外，還必須考慮鏡像抑制和相位噪聲。由于這是ZIF實(shí)現(xiàn)，因此目標(biāo)信號(hào)也可能以直流為中心或接近直流。因此，還必須考慮IIP2。

圖 21.寬帶互調(diào)測(cè)試所需的信號(hào)和阻塞器放置

圖 22.寬帶互調(diào)測(cè)試的有效系統(tǒng)噪聲系數(shù)與輸入功率的關(guān)系

窄帶互調(diào)性能

對(duì)于窄帶互調(diào)測(cè)試，CW 信號(hào)位于距離通道邊緣 360 kHz 的位置，E-UTRA 5 MHz 信號(hào)的一個(gè) RB 位于 700 kHz 之外的中心。兩個(gè)信號(hào)均為?52 dBm。由此產(chǎn)生的交調(diào)項(xiàng)之一落在一個(gè)或多個(gè)所需RB上，必須考慮交調(diào)、鏡像抑制和相位噪聲損傷。由于這是ZIF實(shí)現(xiàn)，因此目標(biāo)信號(hào)也可能以直流為中心或接近直流。因此，必須考慮IIP2。對(duì)于這些案例中的每一種，假設(shè)由此產(chǎn)生的損害落在單個(gè)RB上。預(yù)期結(jié)果如表15所示。AD9371的性能完全符合要求。

圖 23.窄帶互調(diào)測(cè)試中所需的信號(hào)和阻塞信號(hào)位置

圖 24.窄帶互調(diào)測(cè)試的有效系統(tǒng)噪聲系數(shù)與輸入功率的關(guān)系

審核編輯：郭婷