AN-1316：為IGBT電機(jī)驅(qū)動器生成多個(gè)隔離偏置軌

最先進(jìn)的電機(jī)驅(qū)動器使用基于 3 相絕緣柵雙極晶體管 （IGBT） 的逆變器，該逆變器由直流母線電壓供電，通常在 400 V 直流至 800 V 直流范圍內(nèi)。該高壓軌可以直接來自三相整流橋式濾波器組合或功率因數(shù)校正升壓整流器，后者從三相交流輸入產(chǎn)生高壓軌（見圖3）。

圖1.典型工業(yè)電機(jī)驅(qū)動器的框圖。

IGBT是主要的電源開關(guān)，為三個(gè)電機(jī)相位中的每一個(gè)提供（通常為10 kHz）脈寬調(diào)制（PWM）輸出。感應(yīng)電機(jī)和永磁電機(jī)通常具有高繞組電感，它將該P(yáng)WM電壓集成到近似正弦形狀的低頻繞組電流波形中。小型驅(qū)動器中的某些IGBT可很好地與ADuM0等驅(qū)動器提供的單極性（例如15 V至4223 V）柵極驅(qū)動配合使用，而大型系統(tǒng)中的通常要求是由ADuM7等合適驅(qū)動器驅(qū)動的雙極性柵極驅(qū)動電平（如?5.15 V和+4135 V）。負(fù)關(guān)斷電平有助于避免IGBT的雜散導(dǎo)通，而雜散導(dǎo)通可能由集電極至發(fā)射極電壓（V那).這種高dV/dt通常是由其他器件的正常開啟引起的。（上部設(shè)備的開啟可能會導(dǎo)致下部設(shè)備的意外開啟，反之亦然。六個(gè)柵極驅(qū)動器需要一個(gè)電源來提供+15 V和?7.5 V偏置電壓。

在圖1所示的示例中，三個(gè)電機(jī)相位中的兩個(gè)具有與電機(jī)繞組串聯(lián)的分流電阻，分流電阻兩端連接AD7403隔離式Σ-Δ調(diào)制器，用于測量電機(jī)相電流。（電流僅分兩相測量，因?yàn)榭梢酝茢喑龅谌?。這兩個(gè)Σ-Δ調(diào)制器通常由5 V供電。

三個(gè)高端（HS）IGBT的驅(qū)動器偏置電壓分別以各自的電機(jī)相位為參考，這意味著三個(gè)高端驅(qū)動器（連接到三個(gè)電機(jī)相位）都有自己的隔離偏置電源域（HS-U、HS-V和HS-W）。此外，三個(gè)低邊（LS）驅(qū)動器均以負(fù)直流鏈路為基準(zhǔn)，因此共享一個(gè)偏置電源域（LS）。表1列出了對偏置電源域的總要求，并在典型電機(jī)驅(qū)動器中包括偏置軌。

雖然表1中的計(jì)算總共給出了10個(gè)電源軌，但確切的總數(shù)可能因電機(jī)驅(qū)動器的設(shè)計(jì)而異，在本應(yīng)用筆記中并不重要。確切的數(shù)字不會影響提供這些導(dǎo)軌的技術(shù)。技術(shù)是本應(yīng)用筆記的主題。

偏置電壓的基本約束

提供這些偏置軌的任何方法都必須考慮一些基本要求。

隔離

在中高端電機(jī)驅(qū)動器中，處理器通常在安全超低電壓 （SELV） 電源域中運(yùn)行，以優(yōu)化性能。與提供給普通音頻設(shè)備或PC端口的電源類似，這些電壓和電流水平足夠低，因此不會被視為危險(xiǎn)。不需要防止意外與人接觸的預(yù)防措施。通過這種方式，無需安全隔離即可輕松訪問處理器人機(jī)界面。然而，IGBT和電機(jī)相位通常在幾百伏或更高的電壓下工作，無論是相對于彼此還是相對于SELV功率域。因此，IGBT柵極、驅(qū)動器輸出以及為其供電的偏置電壓都是危險(xiǎn)的。IGBT柵極電壓域和供電的SELV電源域之間需要安全隔離，并且需要域本身之間的功能隔離。偏置電源變壓器需要一個(gè)隔離式輸出繞組，每個(gè)隔離電源域至少需要兩個(gè)連接引腳。

除了電壓的絕對幅度外，還必須考慮電機(jī)相位的共模壓擺率（電壓變化率或dV/dt）。圖2是演示板IGBT驅(qū)動電機(jī)相位切換的觀察結(jié)果。該測量顯示壓擺率為11 V/ns。偏置電壓必須取決于此共模電壓壓擺，并且不得受到其干擾。

圖2.電機(jī)相位電壓波形。

在圖2中，通道1是發(fā)射極，通道2是高端IGBT上的柵極，IGBT在正負(fù)載電流從發(fā)射極流出時(shí)導(dǎo)通。根據(jù)通道 1 光標(biāo)測量，dV/dt 為 11 V/ns。

住

根據(jù)電機(jī)驅(qū)動算法，電機(jī)相位可能需要在某種狀態(tài)（例如高壓輸出或低壓輸出）中停留相對較長的時(shí)間。特別是，某些空間矢量調(diào)制方案可能導(dǎo)致電機(jī)相位在幾毫秒或更長時(shí)間內(nèi)切換為高電平。偏置驅(qū)動器的某些方法（如自舉）與這些調(diào)制方案不兼容。

電壓調(diào)節(jié)

電壓調(diào)節(jié)是隔離式電壓轉(zhuǎn)換器要求較低的性能標(biāo)準(zhǔn)之一。在大約 3：5 的負(fù)載電流范圍內(nèi)，柵極驅(qū)動器的輸出電壓必須保持在 ±10% 至 ±1% 以內(nèi)，而該范圍精度相對較低。Σ-Δ調(diào)制器的5 V輸出需要±1%的電壓調(diào)節(jié)，可通過低壓差（LDO）穩(wěn)壓器（如ADP7118、ADP7102或ADP7104）提供。

產(chǎn)生偏置電壓的方法

電阻源電荷泵是產(chǎn)生以電機(jī)相位為基準(zhǔn)的偏置電壓的較便宜的方法之一。在圖3的示例中，電荷泵產(chǎn)生單個(gè)正電源軌。這在基本電機(jī)驅(qū)動器中可能就足夠了;然而，它的耗散操作使其效率非常低。在需要更多電源軌或更高電流的情況下，損耗變得不可接受。

圖3.電阻源電荷泵。

通常使用電阻源電荷泵，盡管效率低下。

電阻源電荷泵的優(yōu)點(diǎn)是

來自兩個(gè)變壓器引腳的多個(gè)輸出

組件成本低

良好的負(fù)載調(diào)整率

靈活的電壓設(shè)定點(diǎn)

避免了自舉的占空比限制

電阻源電荷泵的缺點(diǎn)是

效率極低

低輸出電流能力

底部IGBT開啟時(shí)無功率傳輸

當(dāng)只需要15 V電壓時(shí)，為低側(cè)IGBT提供電壓不是問題，而且這些低端IGBT永遠(yuǎn)不會長時(shí)間關(guān)閉，自舉（如圖4所示）可能是為高端驅(qū)動器供電的最佳方式，使用低端驅(qū)動器的偏置電源。

圖4.啟動。

自舉程序被廣泛使用，特別是在降壓DC-DC電壓轉(zhuǎn)換中。強(qiáng)烈建議使用它們用于引導(dǎo)程序可以令人滿意地工作的應(yīng)用程序。

引導(dǎo)程序的優(yōu)點(diǎn)是

避免多個(gè)變壓器輸出繞組

低成本

有效

引導(dǎo)的缺點(diǎn)是

低側(cè)IGBT必須頻繁導(dǎo)通才能為自舉電容充電，這可能與空間矢量調(diào)制不兼容

產(chǎn)生負(fù)偏置電源軌更加困難

電荷泵寬高范圍限制輸出電流

基于變壓器的技術(shù)是避免電荷泵和自舉方法局限性的主要候選者。

應(yīng)用反激式轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生電機(jī)驅(qū)動偏置

對于變壓器具有低漏感的低功耗隔離轉(zhuǎn)換器，反激式拓?fù)涫亲畛Ｒ姾妥罱?jīng)濟(jì)的選擇。

然而，許多商用現(xiàn)成的反激式電源使用光耦合器將次級側(cè)誤差放大器的反饋提供給初級側(cè)PWM控制器。這種方法有兩個(gè)問題。

第一個(gè)問題是次級側(cè)電壓檢測通常與轉(zhuǎn)換器的一個(gè)主輸出一起使用。次級側(cè)電壓檢測可以為該主檢測輸出提供出色的電壓調(diào)節(jié)（例如 1%）。但是，典型的電機(jī)驅(qū)動示例在 10 個(gè)隔離域中有 4 個(gè)輸出。當(dāng)負(fù)載電流變化施加到主檢測輸出時(shí)，另一個(gè)從屬輸出的電壓調(diào)節(jié)通常會受到不利影響。這種效應(yīng)通常稱為交叉調(diào)節(jié)。

次級側(cè)電壓檢測可以調(diào)節(jié)多個(gè)輸出的加權(quán)組合;但是，這些輸出通常必須全部位于一個(gè)隔離域中。這些檢測輸出的組合負(fù)載變化同樣會對從屬輸出（例如其他隔離域中的輸出）產(chǎn)生不利影響。在一個(gè)域中檢測多個(gè)輸出似乎并不能改善從屬域或未感測域中的交叉調(diào)節(jié)。

第二個(gè)問題是，由于光電晶體管基極的電容和高增益，光耦合器往往會受到高共模dV/dt的不利影響。圖2顯示了驅(qū)動電機(jī)相位的IGBT發(fā)射極處的實(shí)際dV/dt;11 V/ns可能會干擾許多光耦合器的正常工作。光耦合器可以用更好的器件代替，例如ADuM3190。ADuM3190取代了通常用于隔離電源的光耦合器和次級側(cè)基準(zhǔn)電壓源。它使用集成的微電子變壓器來耦合隔離柵。它不受11 V/ns共模壓擺率的干擾。

由于電機(jī)驅(qū)動?xùn)艠O偏置電源轉(zhuǎn)換器中有許多隔離輸出，因此次級側(cè)電壓檢測并不有利。

檢測初級側(cè)的反激式轉(zhuǎn)換器輸出

另一種選擇是從初級側(cè)的繞組檢測變壓器輸出電壓。初級檢測反激式轉(zhuǎn)換器可提供簡單性和良好的輸出電壓調(diào)節(jié)。在次級側(cè)檢測轉(zhuǎn)換器中，主輸出受到嚴(yán)格調(diào)節(jié)，但從屬（未檢測）輸出隨檢測輸出上的負(fù)載而變化。在初級側(cè)檢測轉(zhuǎn)換器中，檢測輸出負(fù)載是固定的，可能非常低;因此，從屬輸出不會因檢測輸出上的負(fù)載而發(fā)生變化。因此，使用初級側(cè)電壓檢測時(shí)，所有輸出的最差情況電壓調(diào)節(jié)可能更好。在相當(dāng)寬的負(fù)載電流范圍內(nèi)，±3%（近似）的負(fù)載調(diào)整率足以滿足多種用途，包括典型的電機(jī)控制柵極驅(qū)動偏置功率要求。

通過改變變壓器繞組的匝數(shù)來改變各個(gè)輸出電壓。也可以通過改變反饋網(wǎng)絡(luò)或改變控制繞組的匝數(shù)來按比例改變所有輸出電壓。

初級側(cè)電壓檢測還消除了次級側(cè)基準(zhǔn)和隔離反饋。它通常是一種更簡單、更便宜的設(shè)計(jì)，具有更少的組件和更小的印刷電路板 （PCB） 尺寸。該技術(shù)已證明對跨越隔離柵的共模dV/dt具有良好的抗擾度。

圖5顯示了隔離式初級檢測反激式電壓轉(zhuǎn)換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖5.具有初級側(cè)電壓檢測的多輸出、隔離式反激式轉(zhuǎn)換器的簡化原理圖。

當(dāng) Q主要關(guān)斷時(shí)，控制繞組每圈提供與隔離輸出相同的電壓（在圖 5 中變壓器的右側(cè)）。

RFF（100 Ω 至 500 Ω） 和 CF1（50 pF至300 pF）形成一個(gè)低通濾波器，可抑制來自D陽極交流輸入波形的前沿電壓尖峰F1.此峰值與 Q 一致主要關(guān)斷是變壓器漏感復(fù)數(shù)的函數(shù)。輸出為 DF1盡可能輕地加載，該尖峰由 D 校正F1如果不抑制，會導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器電壓調(diào)節(jié)顯著下降。D的整流輸出F1由 C 進(jìn)行直流濾波F2.

C中的循環(huán)電荷F1是一個(gè)損失項(xiàng);因此，C 的值F1必須最小化。使用最小 CF1，獲得必要的低通濾波時(shí)間常數(shù)需要最大化R的值FF.（該時(shí)間常數(shù)的最佳值取決于變壓器，但通常在10 ns至100 ns范圍內(nèi)。但是，R的目的FF是與 C 一起工作FF僅形成交流低通濾波器;R中的直流壓降FF是一個(gè)錯(cuò)誤術(shù)語，必須將其最小化。最小化這種直流壓降需要選擇 R是和 R佛羅里達(dá)州具有與ADP1621 PWM控制器IC的FB引腳輸入偏置電流一致的最高實(shí)際阻抗。R是和 R佛羅里達(dá)州形成反饋分壓器，與控制繞組配合使用以設(shè)置輸出電壓。

DF1必須是具有足夠額定電壓的小信號（10 mA 至 200 mA 額定電流）肖特基二極管。

另一個(gè)考慮因素是 C 的值F2，用于直流濾波。制作 CF2太大會使額外的極點(diǎn)進(jìn)入反饋環(huán)路通帶，并可能導(dǎo)致不穩(wěn)定。為避免對反饋環(huán)路相位裕量產(chǎn)生負(fù)面影響，CF2必須盡可能小，與其直流濾波任務(wù)一致;10 nF 是典型值。

圖 5 設(shè)計(jì)還包括偏見和 C偏見（這些是可選的）為控制器IC提供工作偏置電流，以便在采用12 V至48 V輸入供電時(shí)獲得最佳效率，并且沒有高效的5 V初級側(cè)偏置軌。請注意，盡管反饋可以從 D 得出偏見以便它執(zhí)行雙重功能，分離 D偏見和 DF1（DF1 上的最小負(fù)載）提供最佳電壓調(diào)節(jié)。

結(jié)合反激式、SEPIC 和 ?uk 拓?fù)?/p>

以下各節(jié)重點(diǎn)介紹反激式轉(zhuǎn)換器的輸出拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并逐步介紹SEPIC和?uk輸出電路，這是本應(yīng)用筆記的主題。

圖6顯示了從反激式變壓器產(chǎn)生兩個(gè)輸出的最常用方法。它簡單高效，并根據(jù)每個(gè)繞組中的匝數(shù)提供獨(dú)立的輸出電壓設(shè)定點(diǎn)。

圖6.從反激式變壓器產(chǎn)生多個(gè)輸出電壓的簡單方法。

這種方法要求每個(gè)輸出都有一個(gè)變壓器引腳，公共連接需要一個(gè)變壓器引腳。此要求對于產(chǎn)生大量輸出是一個(gè)缺點(diǎn)。

這種方法的優(yōu)點(diǎn)是

效率好

組件成本/數(shù)量低

良好的負(fù)載調(diào)整率

靈活的電壓設(shè)定點(diǎn)

輕松產(chǎn)生負(fù)電壓或正電壓

這種方法的缺點(diǎn)是每個(gè)輸出電壓需要一個(gè)變壓器引腳，公共點(diǎn)需要一個(gè)額外的引腳。

圖 7 顯示了一種具有不同權(quán)衡的方法。它僅使用兩個(gè)變壓器引腳作為隔離輸出域。它使用線性或耗散手段來完成鋼軌分割。它可以很好地調(diào)節(jié);但是，其應(yīng)用空間僅限于低輸出電流。它是本應(yīng)用筆記中討論的反激輸出電路架構(gòu)中效率最低的，但從一個(gè)反激輸出繞組產(chǎn)生多個(gè)電機(jī)驅(qū)動偏置電壓。

圖7.耗散軌分離。

所需的最大輸出電流和最小齊納偏置電流必須始終流過D1和R1。

耗散軌分離法的優(yōu)點(diǎn)是

來自兩個(gè)變壓器引腳的多個(gè)輸出

組件成本低

良好的負(fù)載調(diào)整率

靈活的電壓設(shè)定點(diǎn)

耗散軌分離法的缺點(diǎn)是

效率低

低輸出電流能力

在輸出繞組之間增加一個(gè)耦合電容（如圖8所示）可以改善具有相同匝數(shù)并產(chǎn)生相同電壓幅度的兩個(gè)直流輸出之間的電壓跟蹤。耦合電容可有效中和變壓器漏感對輸出的影響，從而改善交叉調(diào)節(jié)。為了說明增加的耦合如何使反激輸出調(diào)節(jié)受益，圖9顯示了使用PQ36內(nèi)核變壓器的3230 W離線反激式轉(zhuǎn)換器的實(shí)驗(yàn)測試結(jié)果。

圖8.SEPIC和?uk飛返改裝。

圖 8 的修改基于圖 6。兩個(gè)繞組的兩端都連接到變壓器引腳，負(fù)整流器移至繞組的另一端，并在輸出繞組之間增加一個(gè)耦合電容。兩個(gè)輸出繞組必須具有相同的匝數(shù)。

圖 8 修改的優(yōu)點(diǎn)是

效率好

組件成本低

域內(nèi)最佳交叉監(jiān)管

圖 8 修改的缺點(diǎn)是

每個(gè)域的每個(gè)輸出需要兩個(gè)變壓器引腳

輸出電壓幅度必須相互匹配

圖9顯示了使用36 W±12 V輸出反激式離線電源獲得的測試數(shù)據(jù)。輸出整流電路架構(gòu)與圖6類似;因此，它的工作原理類似，在證明耦合電容器的效果方面具有定性價(jià)值。輸出整流器為SS2PH10（500 mA、?12 V輸出）和SS5P10（3 A、+12 V輸出）。使用相同的負(fù)載電流組合測量輸出，無論是否連接耦合電容。在表2和圖9中，結(jié)果根據(jù)不使用耦合電容時(shí)負(fù)輸出的增加進(jìn)行排序。反饋環(huán)路嚴(yán)格調(diào)節(jié)+12 V輸出;因此，它在測試期間的變化可以忽略不計(jì)。

圖9.雙輸出反激式電源的測試數(shù)據(jù)，輸出繞組之間有和沒有耦合電容。

省略電容后，測得的?12 V調(diào)節(jié)帶為?12.8 V±13.7%。

連接電容后，?12 V調(diào)節(jié)帶為?12.2 V±3.6%。

設(shè)計(jì)進(jìn)程的下一步是使用一個(gè)或多個(gè)外部（分立或耦合）電感來代替一個(gè)或多個(gè)變壓器輸出繞組，如圖10所示。

圖 10.采用單個(gè)變壓器繞組的雙輸出反激式電源。

圖10所示的修改基于圖8，用分立電感代替一個(gè)變壓器繞組。?15 V輸出為?uk輸出。

圖 10 修改的優(yōu)點(diǎn)是

Good efficiency

組件成本低

提高負(fù)載調(diào)整率

一個(gè)變壓器繞組提供多個(gè)輸出，只有兩個(gè)引腳

圖 10 修改的缺點(diǎn)是

需要額外的分立電感器

輸出必須產(chǎn)生相同的電壓幅度

這種修改提供了與圖6所示電路相似的性能，但減少了在一個(gè)隔離域中產(chǎn)生兩個(gè)輸出所需的變壓器引腳數(shù)量（總共兩個(gè)）。

圖11顯示了變壓器繞組輸出7.5 V的電機(jī)驅(qū)動應(yīng)用。共同點(diǎn)連接為最負(fù)的;因此，整流變壓器輸出為7.5 V和15 V。 7.5 V為LDO穩(wěn)壓器供電以產(chǎn)生5 V電源軌，而15 V為單極性柵極驅(qū)動器供電。

圖 11.雙輸出電源，隔離式門控驅(qū)動支持15 V，隔離調(diào)制器支持5 V。

兩個(gè)輸出不是限制。圖12所示電路使用雙繞組耦合電感（線藝LPD6235-473），串聯(lián)連接三個(gè)相等整流輸出，產(chǎn)生?7.5 V、+7.5 V和+15 V。這是圖18所示的完整多輸出反激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中使用的架構(gòu)。

圖 12.三路輸出電源，隔離式門控驅(qū)動支持15 V和7.5 V，隔離調(diào)制器電路支持7.5 V。

圖11設(shè)計(jì)與圖9類似，但在演示板中產(chǎn)生7.5 V和15 V電壓。7.5 V為5 V輸出LDO穩(wěn)壓器供電，以運(yùn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）。

圖12的設(shè)計(jì)與圖10類似，但使用耦合電感從一個(gè)變壓器繞組產(chǎn)生三個(gè)輸出軌。+15 V電源軌用于柵極導(dǎo)通驅(qū)動;+7.5 V電源軌為+5 V LDO穩(wěn)壓器供電;?7.5 V電源軌用于柵極關(guān)斷驅(qū)動。

圖12所示偏置轉(zhuǎn)換器的負(fù)載和交叉調(diào)節(jié)是在15 mA至7 mA負(fù)載范圍內(nèi)針對+5 V和?5.200 V輸出測量的。圖13和圖14顯示了計(jì)算結(jié)果和圖形結(jié)果，表明該拓?fù)淠軌蛟谥辽?0：1的負(fù)載電流范圍內(nèi)保持良好的輸出電壓容差。

圖 13.測得的?7.5 V輸出電壓調(diào)節(jié)與?7.5 V和+15 V負(fù)載電流變化的關(guān)系（電路如圖12所示）。

圖 14.測得的+15 V輸出輸出電壓調(diào)節(jié)與?7.5 V和+15 V負(fù)載電流變化的關(guān)系（電路如圖12所示）。

電路理論與拓?fù)浔容^說明

反激式、SEPIC和?uk轉(zhuǎn)換器都是降壓或升壓轉(zhuǎn)換器。它們通過在輸入電壓上切換繞組以將能量存儲在磁芯中，然后在輸出端切換相同或其他繞組以提供能量來轉(zhuǎn)換功率。（降壓、升壓和其他拓?fù)湓谥匾矫嬗兴煌?，通常不適合多個(gè)輸出。由于它們都具有相同的基本工作模式，因此電壓和占空比均基于電感器上的伏秒平衡和通過電容器的電荷平衡。一旦考慮了任何匝數(shù)比，操作公式就是相同的。各種降壓或升壓拓?fù)涞幕灸K可以以多種方式組合，能夠產(chǎn)生在寬電流范圍內(nèi)良好跟蹤的比例輸出電壓。

以下是控制降壓-升壓轉(zhuǎn)換器連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）和非連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）操作的一些相關(guān)方程式。

CCM電壓轉(zhuǎn)換的公式為：

其中 D 是占空比。

DCM 總輸出功率（瓦特）的公式為

其中：
f 是頻率。
L是總并聯(lián)電感，單位為亨利。

DCM電壓轉(zhuǎn)換為阻性負(fù)載的公式為：

其中 R 是負(fù)載電阻，以歐姆為單位。

關(guān)于電感，在這些SEPIC和?uk相關(guān)設(shè)計(jì)中，耦合電容器充當(dāng)開關(guān)頻率交流電流的短路。對于前面的公式，請考慮變壓器和輸出電感是并聯(lián)的。對于耦合電感器（一個(gè)磁芯上匝數(shù)相同的兩個(gè)或多個(gè)繞組），繞組或兩個(gè)（或全部）并聯(lián)（同相連接）的電感相同。這通常是耦合電感的公開電感值。

如圖10、圖11或圖12所示，并聯(lián)多個(gè)獨(dú)立的電感器或變壓器（直流或交流耦合）時(shí)，多個(gè)并聯(lián)電感的有效電感值由以下公式確定：

在反激式變壓器中，鐵芯磁通連接所有繞組，并在任何時(shí)候在所有繞組中每圈產(chǎn)生相同的伏特。這方面允許通過監(jiān)視其中一個(gè)輸出產(chǎn)生的電壓來調(diào)節(jié)多個(gè)輸出。漏感是與一個(gè)繞組串聯(lián)作用且不與其他繞組共享的電感。它使繞組去耦，通常在反激式變壓器的設(shè)計(jì)中最小化。相比之下，耦合電感可以設(shè)計(jì)為最小漏感，也可以設(shè)計(jì)為具有特定的漏感。一些專為最小漏感而設(shè)計(jì)的耦合電感器可以很好地用作反激式變壓器;但是，其他不是為最小漏感而設(shè)計(jì)的則不能很好地工作。

繞組的總電感L是互感L之和M，以及漏感，Ls:

繞組的互感，LM，是總電感 L 與耦合系數(shù) k 的乘積：

變壓器通常在初級和次級繞組之間具有安全隔離，而耦合電感器通常沒有;但是，兩者都有例外。

SEPIC和?uk轉(zhuǎn)換器可以使用磁耦合良好或很少的耦合電感，或沒有磁耦合的分立電感。能量傳輸主要或完全依賴于耦合電容器。電容耦合繞組之間的電壓縮放不受繞組漏感的顯著影響;但是，為了正常工作，耦合電感器必須具有一定的漏感，以保持連續(xù)或準(zhǔn)連續(xù)電流，并允許耦合電容器驅(qū)動交流電壓波形。低漏感會增加獲得遠(yuǎn)低于反饋環(huán)路單位增益交越的LC諧振頻率所需的電容尺寸。使用耦合電感器而不是分立電感器的主要優(yōu)點(diǎn)是元件成本和PCB面積的經(jīng)濟(jì)性。

在本應(yīng)用筆記的示例中，反激式變壓器提供隔離。匝數(shù)比為1：1（也可以使用其他比率）。初級繞組和次級繞組之間需要低漏感，因?yàn)槿魏畏醇な嚼@組都需要低漏感。然而，當(dāng)SEPIC或?uk耦合在一個(gè)隔離域中連接多個(gè)輸出時(shí)，域內(nèi)的電流波形和電壓交叉調(diào)節(jié)標(biāo)準(zhǔn)變得類似于SEPIC和?uk轉(zhuǎn)換器。

組合反激式、SEPIC和?uk轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)考慮因素

首先設(shè)計(jì)反激式轉(zhuǎn)換器。確定繞組輸出電壓（例如7.5 V或15 V），然后將總輸出功率參考一個(gè)輸出進(jìn)行總功率計(jì)算。

例如，如果電流和功率要求如表4所示，則變壓器和控制裝置可以設(shè)計(jì)為單輸出：1.5 W/7.5 V = 200 mA。

工作頻率與變壓器、電感器和陶瓷電容器的尺寸有關(guān)。雖然較高的工作頻率通常與尺寸減小有關(guān)，但超過200 kHz至400 kHz的頻率可能會增加損耗并降低變壓器漏感引起的電壓調(diào)節(jié)。

最小實(shí)際漏感不會繼續(xù)與變壓器設(shè)計(jì)頻率成反比。泄漏電感中儲存的能量，L × I2/2，通常被浪費(fèi);由于功率是頻率×能量，因此通過漏感的功率損耗與頻率成比例。

除了功率電平和頻率外，變壓器引腳排列和安全間距是通常決定最小變壓器尺寸的其他因素。選擇PQ2625便于手動纏繞Rubade多層特氟龍安全絕緣線。該設(shè)計(jì)的工作頻率為 200 kHz。

以下是有關(guān)變壓器和電源轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)的注意事項(xiàng)：

對于圖13、圖14和表3中的波形示例，這兩個(gè)圖中的占空比約為56%。在如此大的占空比（接近并超過50%）下，穩(wěn)定的CCM運(yùn)行需要更多的斜率補(bǔ)償。斜率補(bǔ)償是在電流模式PWM控制器IC使用的電流斜坡上增加一個(gè)電壓斜坡。低于45%的占空比通常需要較少或不需要斜率補(bǔ)償，并且易于控制。20%至45%的占空比往往是最簡單的。該演示電路具有12 V輸入、7.5 V輸出、肖特基二極管和1：1匝數(shù)比，占空比約為40%。

在采用肖特基輸出整流器的尺寸和功率優(yōu)化的反激式變壓器中，連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）通常可提供最佳效率。峰值變壓器磁通密度必須低于0.2 T至0.22 T，峰值負(fù)載和最小輸入電壓，以避免變壓器發(fā)熱時(shí)鐵芯飽和。交流峰峰值磁通密度必須盡可能高，但受到可接受的磁芯損耗的限制;因此，本應(yīng)用筆記中的設(shè)計(jì)始于Ferroxcube 0F05鐵氧體在0 kHz時(shí)的交流峰峰值磁通密度極限為07.200 T至3.3 T。

在本應(yīng)用筆記的示例中，使用PQ2625內(nèi)核時(shí)，最小尺寸不是關(guān)鍵要求。該變壓器的設(shè)計(jì)便于手工施工，漏感低，鐵芯損耗合理，爬電距離和間隙距離足夠。主要的權(quán)衡是內(nèi)核明顯大于功率水平所需的。初級、次級和輸出繞組都只有四圈。通過這幾圈，無法獲得CCM所需的電感;因此，核心組件用厚墊片（0.001英寸或0.025毫米）密封，該墊片由聚酯薄膜切割而成。所有繞組中產(chǎn)生的電感約為28 μH。轉(zhuǎn)換器在負(fù)載到正常限值時(shí)以非連續(xù)導(dǎo)通模式 （DCM） 工作。請注意，可以通過增加匝數(shù)來實(shí)現(xiàn)所需的電感;然而，增加匝數(shù)會顯著增加漏感，因此是一種糟糕的權(quán)衡。

在多輸出反激式轉(zhuǎn)換器中，如圖15所示，變壓器中的總安培匝數(shù)可以是連續(xù)的;但是，各個(gè)繞組中的電流必須瞬時(shí)變化，以保持波形保真度和電壓調(diào)節(jié)。變壓器繞組中的低漏感至關(guān)重要。本例的變壓器匝數(shù)比為 1：1：1：1，理想化二極管和 12 V 直流輸入。

圖 15.雙輸出反激式轉(zhuǎn)換器變壓器繞組電流和電壓。

在正常的反激式中，所有繞組共享一個(gè)磁芯，磁芯磁通量與總安培×匝積成正比，按磁路磁阻的倒數(shù)縮放。當(dāng)使用單獨(dú)的電感時(shí)，結(jié)果是一個(gè)單獨(dú)的（非共享）磁芯。耦合電容器阻斷變壓器繞組和電感器之間的任何直流電流，因此只有交流電流在兩個(gè)磁性元件之間通過。電容值足夠大，交流電流僅在電容兩端產(chǎn)生很小的紋波電壓。電容器充當(dāng)交流短路，在電路操作的簡單分析中可以忽略其紋波電壓。

在圖15所示的普通反激式示例中，當(dāng)晶體管導(dǎo)通時(shí)，變壓器輸出繞組不傳導(dǎo)電流。反激式和 ?uk 組合式轉(zhuǎn)換器（或任何組合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)）中的變壓器并非如此，因?yàn)檩敵隼@組需要通過耦合電容器驅(qū)動 L1 和任何其他電感器。結(jié)果是變壓器輸出繞組波形包括輸出二極管電流和電感磁化電流的分量。初級繞組電流波形類似于普通反激式波形，電感是所有磁性結(jié)構(gòu)并聯(lián)組合的電感。在圖12示例中，變壓器電感的測量值約為28 μH。線藝 LPD6235 耦合電感同樣具有 47 μH;因此，轉(zhuǎn)換器的行為類似于反激式，變壓器電感等于并聯(lián)等效值17.5 μH。

在這種組合式反激式?uk轉(zhuǎn)換器（如圖16所示）中，低變壓器漏感對于高效能量傳輸仍然至關(guān)重要，但它對一個(gè)電壓域中輸出之間的交叉調(diào)節(jié)的影響很小。二極管D2電流的關(guān)鍵交流分量通過電容器C3而不是電感L1。臨界雜散電感是通過D1和C1的路徑以及C3和D2的路徑測量的。仔細(xì)的PCB布局必須使這種雜散電感遠(yuǎn)低于最小漏感，這可以在正常反激式使用的良好變壓器中獲得。

圖 16.雙輸出反激式轉(zhuǎn)換器變壓器繞組電流和電壓，適用于單次級拓?fù)洹?/strong>