用于相控陣的分布式直接采樣S波段接收機的測量

Peter Delos, Michael Jones, 和 Hal Owens

本文詳細(xì)介紹了 16 通道 S 波段直接采樣接收器設(shè)計的性能測量與預(yù)測。該設(shè)計基于最近 發(fā)布直接采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC），時鐘頻率為 4 GSPS和轉(zhuǎn)換器第二奈奎斯特區(qū)的采樣。這 首先使用指向在線參考的指針來描述設(shè)計配置 提供進一步的描述。接下來，顯示兩個RF的接收器 嵌入式數(shù)字信號處理的組件和配置 （DSP），現(xiàn)已集成到現(xiàn)代數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器中。計算 呈現(xiàn)和比較單通道性能預(yù)測 反對測量。了解單通道性能后， 一組測量結(jié)合了來自 16 個通道的數(shù)據(jù)，評估 噪聲密度、雜散信號和互調(diào)產(chǎn)物的動態(tài)范圍改進。本文最后提出了一組觀察結(jié)果 可用于外推的多通道性能趨勢 使用許多分布式接收器實現(xiàn)的大型相控陣模型。

介紹

ADC采樣速率的提高目前支持直接采樣RF系統(tǒng)： S波段及以上。ADC技術(shù)的進步使數(shù)字波束成形相控陣得以普及。隨著這些進步，工業(yè)界 問題仍然存在于直接的單通道性能能力 采樣接收器以及動態(tài)范圍改進可能 許多直接采樣接收器分布在大型相控陣中。

盡管兩家半導(dǎo)體公司都付出了巨大的行業(yè)努力 開發(fā)最新的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器和大型公司系統(tǒng)集成商 改進相控陣架構(gòu)，但公布的數(shù)據(jù)仍然有限 量化高通道數(shù)可實現(xiàn)的性能改進 直接采樣接收器系統(tǒng)，可連貫地組合來自多個數(shù)據(jù) 分布式接收器。

我們的目的是幫助系統(tǒng)工程師提供可量化的測量 可用于通知自己的大型相控陣模型。我們的數(shù)據(jù)收集是 創(chuàng)建更多時僅要考慮一組基本測量值 復(fù)雜的相控陣系統(tǒng)模型。

評估的接收器設(shè)計

開發(fā)了16通道直接S波段射頻（RF）采樣平臺 評估多通道環(huán)境中最新的高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器。1該平臺（見圖1）包含四個AD9081混合信號前端（MxFE） 集成電路 （IC）。每個AD9081包含四個RF數(shù)模轉(zhuǎn)換器 （DAC） 和 16 個射頻 ADC，總共提供 16 個射頻發(fā)射和 <> 個射頻接收 渠道。四 MxFE 平臺產(chǎn)品頁面提供了詳細(xì)說明 的平臺以及使用的軟件。?

圖1.四通道 MxFE 16 通道直接采樣平臺。

接收器設(shè)計細(xì)節(jié)如圖2所示。射頻組件在 接收器前端與ADC和配置一起顯示 AD9081內(nèi)部的嵌入式DSP。

圖2.接收器框圖。AD9081內(nèi)部嵌入式DSP的配置以及前端RF元件如圖所示。

隨著現(xiàn)代ADC采樣速率的提高，可實現(xiàn)直接采樣接收器 架構(gòu)，設(shè)計配置中的大部分考慮因素都會發(fā)生變化 從射頻域到嵌入式DSP。請注意，射頻鏈非常簡單： 有幾個放大器用于增益，增益控制功能使用數(shù)字 受控衰減器和用于抗混疊目的的濾波器。嵌入式數(shù)字信號處理器 但是，與配置相比，具有更多的可編程屬性 使用上一代數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的接收器設(shè)計。這種趨勢 未來的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器將繼續(xù)增加嵌入式處理。 因此，接收器設(shè)計人員有必要了解 在嵌入式處理中選擇的選項的含義 立場。首先是要了解ADC數(shù)據(jù)預(yù)處理相對于 系統(tǒng)期望。其次，可能更重要的是優(yōu)化 使用數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的嵌入式DSP來卸載以前在現(xiàn)場可編程門陣列（FPGA）結(jié)構(gòu)中完成的處理，從而減輕 優(yōu)化系統(tǒng)處理電源效率

基于這一趨勢，有必要描述DSP配置 將任何測量值與計算的預(yù)測值進行比較時。數(shù)據(jù)集 本文介紹將AD9081 ADC配置為4 GSPS采樣。這 ADC之后是可編程有限脈沖響應(yīng)（pFIR）濾波器，用于 均衡頻帶上的幅度和相位。其次是粗略的 數(shù)字下變頻器（DDC），其中有數(shù)控振蕩器 （NCO） 配置在感興趣的波段中心和 4 分位數(shù)塊中 被利用。精細(xì)的 DDC 配置為繞過 NCO，以及額外的 使用4分程和6 dB數(shù)字增益。其結(jié)果 配置為總抽取值16，數(shù)據(jù)速率為250 MSPS，數(shù)字頻率為0 dB 增益，并在粗略的NCO中選擇單個非零NCO頻率設(shè)置 樂隊中心。

通過應(yīng)用程序編程啟用組件配置 接口（API）可從AD9081產(chǎn)品頁面獲得。摘要 表 1 顯示了本文中使用的相關(guān)主要接收器 API 函數(shù)。

單通道性能測量 與計算預(yù)測相比

接收器性能的電子表格計算如圖3所示。 該分析保持簡單，僅包括主要接收器的增益項， 噪聲和三階截距。圖中顯示了噪聲系數(shù)和噪聲功率的噪聲。首先，顯示了RF組件的級聯(lián)分析。這是添加的 接下來是ADC性能。包含兩者的級聯(lián)計算的詳細(xì)信息 RF元件和ADC包含在“寬帶接收器綜述”中 架構(gòu)選項。2最后，性能反射回接收器RF 連接器輸入并在圖 3 底部進行了總結(jié)。

圖3.接收機性能計算：首先顯示RF級聯(lián)。然后將RF性能添加到ADC性能中，以進行完整的接收器性能預(yù)測。然后，性能被反饋回接收器連接器輸入，直接在RF輸入端代表有效的ADC。

測量滿量程輸入功率和輸入三階截點 點 （IIP3） 如圖 4 所示。從左側(cè)開始，使用滿量程輸入 功率，圖 3 中的預(yù)測估計值為 –21 dBm，而測量值為 圖4的標(biāo)稱值為-20 dBm±頻帶中心為1 dB。在 帶邊是由于抗混疊濾波器，實際上濾波器形狀可以是 從這個數(shù)據(jù)中看到。一兩個dB內(nèi)的增益匹配被認(rèn)為是合理的，因為 電子表格中可能未考慮額外的dB左右的損失。在 將圖 3 右側(cè)的 IIP4 數(shù)據(jù)與圖 3 中的預(yù)測進行比較， 我們看到IIP3比預(yù)測的略好約1 dB，其中 通道 2 在 2.8 GHz 時的驟降除外。IIP3數(shù)據(jù)也被視為 相當(dāng)接近級聯(lián)預(yù)測。

圖4.針對滿量程功率和輸入IP3的單通道測量。測量結(jié)果根據(jù)接收器RF連接器輸入進行校準(zhǔn)。

接下來，有必要描述快速傅里葉變換（FFT）分析。 我們描述中提供的所有數(shù)據(jù)均基于 FFT 和處理以產(chǎn)生 來自FFT數(shù)據(jù)的測量。圖 5 顯示了示例 FFT。頂部 圖用于單個通道，而底部圖用于組合和 校準(zhǔn)通道。

圖5.FFT 測量示例。

使用圖5中的單通道FFT，我們可以將噪聲密度與 圖 3 中的預(yù)測。圖3中的級聯(lián)計算估計了噪聲 當(dāng)RF部分與ADC級聯(lián)時，密度為–145 dBFS/Hz。圖5的單通道測量結(jié)果為–144.3 dBFS/Hz，因此級聯(lián) 計算似乎再次與測量值緊密對齊。

對于圖5底部的組合FFT，執(zhí)行校準(zhǔn) 如“DAC/ADC IC上的集成硬化DSP改善寬帶”中所述 多通道系統(tǒng)“和”使用多芯片的上電相位確定性” 集成寬帶DAC和ADC的同步特性”3,4并對數(shù)據(jù)求和。然后調(diào)整滿量程以適應(yīng)組合數(shù)據(jù)的位增長，最后執(zhí)行相同的FFT。通過這種方法， 滿量程組合電平接近平均通道電平和 動態(tài)范圍有所改善，由于組合增益，接下來將看到。

單通道與組合通道 接收器測量

噪聲密度和雜散信號

我們想研究組合時的噪聲和雜散改善 渠道。同樣感興趣的是觀察組合通道影響與輸入 功率電平和頻率。結(jié)果如圖6和圖7所示。

圖7.單通道和組合通道噪聲密度以及雜散與頻率的關(guān)系：在每個頻率上捕獲十次。圖上的每個點代表一個FFT。

從圖6左側(cè)開始，噪聲密度與輸入的影響 可以觀察到功率。在低功率水平下，10log（N） 的 12 dB 改進為 在系統(tǒng)中實現(xiàn) N = 16 個通道。隨著功率的增加，請注意 組合輸出噪聲密度的增加速度略快于低于 各個頻道。這是跨 渠道。在這些數(shù)據(jù)集的情況下，退化僅為大約 1 dB，因此在組合通道時仍有顯著改善。這 相關(guān)源被認(rèn)為是鎖相環(huán) （PLL） 在單個AD9081或可能的RF輸入源中與四個通道共用 使用。自 10 dB 改進以來，沒有進行進一步調(diào)查 測量仍然相當(dāng)重要。

圖6的右側(cè)詳細(xì)介紹了系統(tǒng)的雜散性能。 在以下情況下，雜散性能也有顯著改善 組合通道，表示雜散在通道之間不相關(guān)。 刺激改善是一個相當(dāng)積極的結(jié)果。在這些數(shù)據(jù)捕獲期間， 已經(jīng)花費了大量精力來評估特定頻率的特定雜散 補償。一個意想不到的觀察結(jié)果是，馬刺看起來相當(dāng)隨機。 單通道中最差的雜散在各個通道之間并不相同，并且確實 在組合數(shù)據(jù)中不顯示為最差的雜散，除了特定的 二次諧波情況如圖7所示。有兩種解釋 馬刺的隨機性。首先，起點相當(dāng)不錯，因為 如圖 5 的 FFT 所示。次要影響是測試設(shè)置對所有16個通道的數(shù)據(jù)采集大小以及這些通道的FFT長度有限 捕獲所有 4096 個通道時，數(shù)據(jù)捕獲限制為 16 個點。在 盡管數(shù)據(jù)捕獲長度很長，但仍能觀察到<90 dBc的雜散。 未來的多通道測試平臺將尋求延長FFT長度。

圖 7 顯示了類似的單通道和組合通道性能與 頻率。對于這些數(shù)據(jù)集，每個頻率捕獲了 10 次。每 圖上的點表示單個 FFT。這些數(shù)據(jù)的功率電平為 標(biāo)稱值為 –5 dBFS。

圖7左側(cè)的噪聲密度數(shù)據(jù)顯示，各個通道 與圖3中所有通道和所有通道的估計值相當(dāng)一致 頻率。綜合數(shù)據(jù)顯示，相當(dāng)一致的改進 目標(biāo)頻率兩端的 ~11 dB，與圖 6 一致 相關(guān)功率級別。

圖7右側(cè)的雜散也顯示出相當(dāng)一致的組合通道改進。位于2.65 GHz的雜散值得評論。 在此頻率下，有第二個諧波落在帶內(nèi)并導(dǎo)致 單通道雜散需要提升。此頻率點包含在數(shù)據(jù)中 因為它與評估折疊諧波引起的雜散影響有關(guān) 當(dāng)通道組合時。有兩個有趣的觀察結(jié)果。這 首先是馬刺看起來不相關(guān)，其次是存在一個 跨通道的雜散電平范圍廣。這是一個積極的結(jié)果，似乎 表明組合輸出仍然可以接近 10log（N） 改進 超越最糟糕的渠道支線。它還表明，通過改進布局 設(shè)計上，通道層面的雜散可能會得到改進。我們做到了 不再進一步調(diào)查，但指出此處要記錄的觀察結(jié)果 結(jié)果。

幅度和相位穩(wěn)定性

圖7中的數(shù)據(jù)有助于評估幅度和相位穩(wěn)定性 因為每個頻率都獲取多個數(shù)據(jù)集。結(jié)果顯示 在圖 8 的晶須或 MATLAB 箱形圖中。?

圖8.幅度和相位穩(wěn)定性測量：圖7中采集的數(shù)據(jù)的晶須圖。數(shù)據(jù)集由 10 個捕獲組成，名義上超過 5 秒。上圖中的幅度穩(wěn)定性顯示一致性在千分之一dB以內(nèi)。下圖中的相位穩(wěn)定性顯示了十分之一度內(nèi)的相位穩(wěn)定性。

選擇 MATLAB 箱線圖是因為可用數(shù)據(jù)量有限。箱須圖是旨在提供快速數(shù)據(jù)集的圖形 分發(fā)信息。盒須有五個主要組成部分 情節(jié)。紅線表示數(shù)據(jù)集的中位數(shù)，而藍色表示 圍繞紅線的框表示 數(shù)據(jù)。此范圍稱為四分位距 （IQR）。該框包含 數(shù)據(jù)集的 50%?？蛏戏胶拖路绞谴?視為數(shù)據(jù)集的最大值和最小值。任何謊言的數(shù)據(jù)點 超出 1.5 × IQR（第一個四分位數(shù)到第三個四分位數(shù) + 1.5 IQR）的范圍是 被視為異常值，由單個紅十字?jǐn)?shù)據(jù)點表示。 在圖8的幅度穩(wěn)定性圖中，比較了所有幅度 通道和組合輸出。對于相位穩(wěn)定性，單相 將通道與組合輸出端的相位進行比較。這是 必需，因為在此測試設(shè)置中數(shù)據(jù)捕獲是異步的。是的 有趣的是，時鐘分布可以從 相位穩(wěn)定性數(shù)據(jù)。請注意相位穩(wěn)定性數(shù)據(jù)中盒子的形狀如何以四個為一組匹配：通道 1-4、5-8、9-12 和 13-16。這些渠道 代表每個AD9081內(nèi)部的四個通道，每個AD9081都有一個專用的ADF4371 PLL。在此特定集合中相位漂移匹配的觀察結(jié)果 的四組表示相位穩(wěn)定性由PLL主導(dǎo)。這 觀察結(jié)果與我們最近的相位噪聲分析一致。5

組合 2 音測量

我們的最終數(shù)據(jù)集是2音測量，用于評估通道組合時互調(diào)產(chǎn)物的影響。結(jié)果顯示在 圖 9 和圖 10。

圖 10.組合互調(diào)積與頻率的關(guān)系：組合互調(diào)積電平接近各個通道的平均值。

結(jié)果表明，互調(diào)產(chǎn)物是相關(guān)的，并且它們接近 通道電平互調(diào)乘積的平均值。此結(jié)果與“使用商用收發(fā)器的數(shù)字陣列： 噪聲、雜散和線性度測量。6

意見摘要

使用這套全面的測量方法，現(xiàn)在可以解決幾個關(guān)鍵點 總結(jié)一下。

對于組合通道：

振幅：組合輸出的振幅接近平均值。 這是一個自然的結(jié)果，因為首先要進行校準(zhǔn)以對齊通道 振幅和相位。

噪聲密度：

在低功耗下，可以實現(xiàn)10log（N）的改進。

當(dāng)功率增加到接近滿量程時，相關(guān)項可能具有 由于任何共享電路的影響。測量表明只有 1 dB 16 個通道的降級。

雜散信號：

馬刺似乎比最初預(yù)期的更隨機。這是一個積極的 結(jié)果并啟用動態(tài)范圍改進時通道 組合在一起。

最差的雜散通?？梢蕴岣?0log（N）。

組合 16 通道結(jié)果顯示 90 dBc 或以下的雜散信號， 這是相當(dāng)不錯的，再次與單通道高電平相媲美 高性能窄帶接收器。

應(yīng)考慮在將來的評估中使用更大的FFT長度以改進 用于雜散分析的FFT動態(tài)范圍。

互調(diào)：互調(diào)產(chǎn)物相關(guān)，沒有 預(yù)計動態(tài)范圍會有所改善。這是分階段的已知問題 陣列社區(qū)。由于與動態(tài)范圍相關(guān)的其他術(shù)語隨著通道的組合而得到改進，因此未來的系統(tǒng)和規(guī)格可能會有所改進 線性度受互調(diào)產(chǎn)物的限制。這一事實可能會推動 非線性校正的創(chuàng)新與強制方法的研究 互調(diào)產(chǎn)物在大型陣列中不相關(guān)。

幅度和相位穩(wěn)定性：幅度一致性在千分之一以內(nèi) 對于數(shù)據(jù)，觀察到十分之一度以內(nèi)的dB和相位一致性 捕獲大約 5 秒的持續(xù)時間。我們相信階段 這種設(shè)計的穩(wěn)定性受到用作數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器時鐘的PLL的限制 源。如果需要提高相位穩(wěn)定性，可以使用備用時鐘源 可以考慮。

結(jié)束語：出現(xiàn)16通道噪聲和雜散測量 相當(dāng)出色，可與過去的高性能窄帶相媲美 接收機。這些數(shù)據(jù)表明，確實有可能分發(fā)許多 直接采樣接收器，實現(xiàn)數(shù)字波束成形陣列級可編程性， 并且仍然保持傳統(tǒng)窄帶系統(tǒng)的高性能指標(biāo)。

結(jié)論

我們的目的是總結(jié)和量化一套全面的接收器 在具有代表性的多通道環(huán)境中進行測量 該系統(tǒng) 工程師可以用來推斷更大的相控陣模型。為此， 已經(jīng)詳細(xì)描述了特定的直接采樣RF接收機設(shè)計， 已將測量結(jié)果與計算的性能預(yù)測進行比較， 本文介紹了單通道與組合通道噪聲密度、雜散和互調(diào)性能的改進。這是我們的希望 這些數(shù)據(jù)集對于工程師評估自己的設(shè)計非常有用 在基于發(fā)布的最新數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器開發(fā)大型系統(tǒng)時 半導(dǎo)體行業(yè)。

審核編輯：郭婷