考慮射頻系統(tǒng)中的GSPS ADC

下一代無線電平臺(tái)正在以越來越快的速度轉(zhuǎn)向直接射頻采樣架構(gòu)。這種架構(gòu)可以顯著減小無線電的尺寸、重量和功耗（SWaP），但它帶來了新的挑戰(zhàn)，即需要將數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器仿真為RF器件，而不是基帶器件。本文將提供一種分析RF系統(tǒng)中GSPS ADC的方法。

介紹

在過去的20年中，模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）采樣率取得了令人難以置信的進(jìn)步，從100年最先進(jìn)的不到2000 MSPS到當(dāng)前的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器通常采樣高于10 GSPS。隨著ADC采樣速率的提高，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器可以數(shù)字化的輸入頻率和瞬時(shí)帶寬也隨之增加。這種頻率的提高使GSPS ADC能夠消除外差級(jí)（如表1所示），并將數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器拉近RF天線，從而實(shí)現(xiàn)無需外差級(jí)的直接RF采樣架構(gòu)。這種轉(zhuǎn)變可能會(huì)給系統(tǒng)和RF工程師帶來挑戰(zhàn)，因?yàn)锳DC的行為與傳統(tǒng)RF器件（如混頻器、放大器和開關(guān)）不同。本文旨在解決GSPS ADC的三個(gè)關(guān)鍵RF方面：動(dòng)態(tài)范圍、雜散規(guī)劃和噪聲性能。

模數(shù)轉(zhuǎn)換器動(dòng)態(tài)范圍

接收器動(dòng)態(tài)范圍是一個(gè)常用的性能指標(biāo)，它指示 信號(hào)可以有多小，同時(shí)在 存在非常大的信號(hào)。在傳統(tǒng)的外差接收器中，動(dòng)態(tài) 范圍通常會(huì)受到非線性RF器件（通常是混頻器）的限制。這 兩個(gè)關(guān)鍵的單獨(dú)性能指標(biāo)相結(jié)合，為動(dòng)態(tài)范圍提供信息 是噪聲系數(shù) （NF） 和輸入三階交調(diào)截點(diǎn) （IIP3）。NF 通知 小信號(hào)接收能力，而IIP3通知上限 大信號(hào)處理。

NF和IIP3通常都不在GSPS ADC的規(guī)格表中，但 存在用于提取這些參數(shù)的信息。首先，考慮噪聲系數(shù)。 在ADC數(shù)據(jù)手冊中，這些規(guī)格及其相關(guān)單元幾乎 始終提供（請(qǐng)參閱表 2）。

計(jì)算噪聲系數(shù) （NF）

根據(jù)這三個(gè)參數(shù)，可以計(jì)算出GSPS ADC的噪聲系數(shù)。第一 滿量程輸入電壓需要從V p-p轉(zhuǎn)換為dBm。

其次，噪聲頻譜密度（NSD）需要從dBFS/Hz轉(zhuǎn)換 參數(shù)轉(zhuǎn)換為 dBm/Hz 參數(shù)。

最后，將以dBm/Hz為單位的NSD與本底熱噪聲進(jìn)行比較 計(jì)算 GSPS ADC NF。

計(jì)算輸入三階 截點(diǎn) （IIP3）

計(jì)算GSPS ADC的IIP3同樣簡單。在ADC數(shù)據(jù)手冊中， 應(yīng)存在表 3 中所示的參數(shù)和相關(guān)單位。

要計(jì)算IIP3，必須首先將輸入音轉(zhuǎn)換為dBm，然后 計(jì)算很簡單：

使用公式4和5，數(shù)據(jù)中指定的以數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器為中心的參數(shù) 表可以轉(zhuǎn)換為系統(tǒng)和射頻設(shè)計(jì)工程師的射頻參數(shù)。 本文末尾是使用公式4和5的示例計(jì)算。

虛假規(guī)劃

GSPS ADC中另一個(gè)經(jīng)常被誤解的概念是 規(guī)劃，重大虛假內(nèi)容。在傳統(tǒng)的外差接收器中， 最常見的雜散信號(hào)源是混頻器雜散，特別是M×N混頻器雜散。RF和系統(tǒng)設(shè)計(jì)具有雜散表、頻率規(guī)劃和 過濾技術(shù)，以嘗試減輕這些混頻器雜散。用于直接射頻采樣 系統(tǒng)，沒有 M×N 雜散，因?yàn)闆]有混頻器。相反，數(shù)據(jù) 轉(zhuǎn)換器本身是雜散的最重要來源，因此這些偽影 必須很好地理解。

在外差接收器中，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器采樣速率設(shè)置得足夠高 以滿足接收器通道所需的瞬時(shí)帶寬，通常 大約 2.5× 帶寬。在直接RF接收器中，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器 采樣率可能比所需的高幾個(gè)數(shù)量級(jí) 通過瞬時(shí)帶寬。這稱為過采樣，它有 對(duì)雜散和噪聲規(guī)劃產(chǎn)生重大影響。

直接RF采樣架構(gòu)中值得關(guān)注的兩個(gè)最大的雜散信號(hào) 是二次諧波失真 （HD2） 和三次諧波失真 （HD3）。 這些雜散可以發(fā)生在ADC的單個(gè)奈奎斯特區(qū)內(nèi)，也可以 別名或環(huán)繞相鄰奈奎斯特區(qū)并返回到所需的 樂隊(duì)。兩個(gè)例子說明了這個(gè)概念。具有采樣速率的高速ADC 的 6 GSPS 具有從直流到 3 GHz 的第一個(gè)奈奎斯特區(qū)和第二個(gè)奈奎斯特區(qū) 從 3 GHz 到 6 GHz。載波頻率為 800 MHz 的輸入正弦波將 創(chuàng)建一個(gè) 2.1 GHz 的 HD6 產(chǎn)品和一個(gè) 3.2 GHz 的 HD4 產(chǎn)品 — 在本例中為 輸入音、HD2 和 HD3 都位于同一個(gè)奈奎斯特區(qū)。對(duì)于第二種情況， 將載波頻率從 800 MHz 增加到 1.8 GHz?，F(xiàn)在是HD2產(chǎn)品 將下降到3.6 GHz，HD3產(chǎn)品將下降到5.4 GHz - 兩者都是 位于第二個(gè)奈奎斯特區(qū)。這些 HD2 和 HD3 產(chǎn)品將別名為 第一奈奎斯特區(qū)分別為2.4 GHz和600 MHz。HD2 產(chǎn)品別名 在第一個(gè)奈奎斯特區(qū)中將出現(xiàn)在 2.4 GHz 中，HD3 產(chǎn)品別名在 第一個(gè)奈奎斯特區(qū)將出現(xiàn)在600 MHz。第二次使用有什么有趣的地方 情況是，現(xiàn)在HD2和HD3產(chǎn)品都高于和低于所需的水平 語氣。優(yōu)化此頻率規(guī)劃對(duì)于直接RF采樣至關(guān)重要 建筑和工程師。

一個(gè)常見的問題是“我可以用多少瞬時(shí)帶寬實(shí)現(xiàn) 最高的無雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR）？對(duì)于直接RF采樣架構(gòu)，這個(gè)問題可以解釋為“多少瞬時(shí)帶寬” 我可以在避免HD2，HD3及其別名產(chǎn)品的同時(shí)實(shí)現(xiàn)嗎？分析這個(gè) 問題很復(fù)雜，因?yàn)榇鸢笗?huì)隨著輸入頻率而變化。有 可用的工具，例如ADI公司頻率折疊工具，可以 幫助工程師了解潛在的雜散，但圖 1 中的圖是 第一和第二奈奎斯特區(qū)的全面總結(jié)。

圖1.HD2 和 HD3 區(qū)域，用于直接射頻采樣 ADC。

有八個(gè)區(qū)域用于帶寬規(guī)劃，每個(gè)區(qū)域都有一個(gè)屏障，M×除以2 或 N×除 3 邊界。這樣，與混頻器虛假規(guī)劃有相似之處。在一個(gè)區(qū)域內(nèi)，標(biāo)識(shí)的 BW。.MAX是最高的瞬時(shí)帶寬 在該區(qū)域可以實(shí)現(xiàn)，但載波頻率和帶寬組合將達(dá)不到該最大值。此圖表旨在給出射頻 和系統(tǒng)工程師有機(jī)會(huì)優(yōu)化采樣率、載波頻率、 以及以連貫的方式做出帶寬決策，從而優(yōu)化接收器的性能。當(dāng)選擇這些參數(shù)的組合時(shí)，避免HD2和 HD3，那么最大的雜散可能來自時(shí)鐘、電源或隔離效應(yīng) 在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器中，但這些雜散信號(hào)通常比HD20低2 dB。 這種優(yōu)化可以顯著提高接收器的SFDR性能。

噪聲性能

正如所審查的那樣，過采樣對(duì)于虛假規(guī)劃很重要，但同樣如此 對(duì)噪聲性能很重要。在外差接收器中，ADC采樣 速率與所需帶寬匹配良好，噪聲性能 數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器直接映射到接收器的噪聲性能。這種噪音 性能通常指定為信噪比 （SNR）。另一個(gè)關(guān)鍵 噪聲規(guī)格為NSD，如“計(jì)算噪聲系數(shù)”一節(jié)所述 （NF）。SNR和NSD由以下方面相關(guān)：

隨著NSD性能的提高，信噪比也將得到改善。在過采樣中 直接RF采樣架構(gòu)，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器中的噪聲不直接 映射到接收器的噪聲性能。過采樣率必須 也被考慮。在過采樣接收器中，數(shù)字化信號(hào)必須去 通過抽取濾波器實(shí)現(xiàn)所需的瞬時(shí)帶寬。這些 抽取濾波器通常是半帶或第三波段濾波器，但它們可以采用 其他訂單。只要抽取濾波器本身經(jīng)過精心設(shè)計(jì)， 它們可以提供幾乎無噪聲的帶寬降低，這對(duì)于 系統(tǒng)噪聲性能。接收器中的總體抽取比為 所有抽取濾波器值的級(jí)聯(lián)乘積。例如，如果接收器 使用四個(gè)級(jí)聯(lián)半帶濾波器，則整體抽取比為 2×2×2×2 或 16.重述SNR方程并考慮抽取可提供 以下內(nèi)容：

對(duì)于給定的采樣速率，ADC的NSD是固定的。因此，隨著抽取的增加， NSD保持不變，接收器的帶內(nèi)SNR將增加。 對(duì)于理想的抽取濾波器，這意味著 過采樣直接RF采樣架構(gòu)將使SNR提高2 dB。實(shí)際抽取濾波器會(huì)導(dǎo)致一些噪聲下降，但通常小于 每個(gè)濾波器的十分之一分貝。根據(jù)公式3中的示例，總抽取 的 7× 將使接收器的 SNR 提高 16 dB，這是非常 重要！

將一切整合在一起

提到的三個(gè)概念具有最好通過以下方式理解的相互作用 舉個(gè)例子。AD9082是一款先進(jìn)的直接RF采樣收發(fā)器，具有 兩個(gè) 6 GSPS ADC 和四個(gè) 12 GSPS 數(shù)模轉(zhuǎn)換器 （DAC）。出于本分析的目的，重點(diǎn)僅放在ADC上。性能參數(shù) 對(duì)RF和系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員很重要的內(nèi)容從數(shù)據(jù)手冊中提取 并在表 4 中列出。

計(jì)算本文介紹的重要RF參數(shù)：

AD3的IIP9082比器件的噪聲系數(shù)高10 dB以上。這 是動(dòng)態(tài)范圍的一個(gè)關(guān)鍵方面，表明該器件能夠承受非常大的干擾信號(hào)，同時(shí)仍能檢測到較小的所需信號(hào)。 作為參考，高性能混頻器的噪聲系數(shù)通常為~10 dB，并且 IIP3 為 >20 dBm，也顯示了兩種規(guī)格之間的 >10 dB 差距。

對(duì)于雜散和噪聲規(guī)劃，將圖表一起顯示是有意義的。 圖2顯示了AD9082在1.2 GHz單音輸入下的SFDR和SNR圖。

圖2.測量的AD9082的SNR和SFDR與抽取的關(guān)系。

隨著抽取的增加，SFDR 和 SNR 的性能都會(huì)得到改進(jìn) 被觀察。對(duì)于SFDR，增加是通過過濾掉HD2產(chǎn)品獲得的。當(dāng)抽取從 2× 增加到 4×?xí)r，HD2 產(chǎn)品會(huì)脫離帶外，并且 被數(shù)字過濾掉。從 8× 抽取到 16× 時(shí)，HD3 產(chǎn)品會(huì)脫落 的頻段，并被數(shù)字濾除。對(duì)于高于 8 的所有抽取設(shè)置×SFDR 的AD9082大約為100 dB或更高。第一個(gè)和最后一個(gè)數(shù)據(jù)的FFT 點(diǎn)顯示性能的提高。適當(dāng)?shù)念l率規(guī)劃導(dǎo)致 HD2、HD3 和其他雜散產(chǎn)物脫離所需音調(diào)的帶外 在 1.2 GHz 時(shí)，在所需的瞬時(shí)帶寬內(nèi)增加 SFDR。

圖3.AD9082無抽取。測得的信噪比為56.4 dBFS，測得的SFDR為67 dBc。

圖4.抽取設(shè)置為9082×的AD96。測得的信噪比為 72.8 dB，測得的 SFDR 為 105 dB。

SNR是一種更線性的改進(jìn)，因?yàn)槌槿V波器減少了 接收器鏈的集成噪聲。在沒有抽取的情況下，信噪比為 56.4 dBFS;在 8×抽取，信噪比為63.5 dBFS;在抽取 96× 時(shí)，信噪比為 72.8 dBFS。 相比之下，~100 MSPS的同類最佳數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器性能 AD9467和LTC2208等器件的SNR為75 dB，SFDR為100 dBc。 外差信號(hào)鏈長期以來一直要求這種性能 其中常用AD9467等ADC。AD9082可以實(shí)現(xiàn) 相同的噪聲和動(dòng)態(tài)范圍，同時(shí)消除外差信號(hào)鏈尺寸， 重量、功率和成本，而且它還能夠擴(kuò)展到更高的瞬時(shí) 所需帶寬！

總結(jié)

直接RF采樣架構(gòu)為RF和系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員提供了 比任何其他架構(gòu)都更多的設(shè)計(jì)權(quán)衡。但是翻轉(zhuǎn) 該數(shù)組的一面是，圍繞樣本需要做出艱難的決定。 速率、帶寬、動(dòng)態(tài)范圍、雜散和噪聲?，F(xiàn)代直接射頻采樣 然而，設(shè)備可以應(yīng)對(duì)挑戰(zhàn)！如以下示例所示 文章，AD9082可以編程為多種模式。在寬帶模式下， AD9082可實(shí)現(xiàn)~56 dBFS的信噪比和~70 dBc的SFDR，并通過 軟件重新配置為窄帶模式，AD9082可實(shí)現(xiàn)SNR ~73 dBFS 和 SFDR 為 ~105 dBc。窄帶和窄帶之間的靈活性 寬帶模式在保持同類最佳性能的同時(shí)是獨(dú)一無二的 適用于AD9082等器件。它還要求工程團(tuán)隊(duì)設(shè)計(jì) 這些直接RF采樣收發(fā)器考慮了接收器設(shè)計(jì)的許多方面 同時(shí)優(yōu)化無線電設(shè)計(jì)。

審核編輯：郭婷