應用工程師咨詢：ADC的放大器或變壓器驅動？

Rob Reeder 和 Jim Caserta

在高性能模數轉換器（ADC）之前設計輸入配置或“前端”對于實現所需的系統(tǒng)性能至關重要。優(yōu)化整體設計取決于許多因素，包括應用的性質、系統(tǒng)分區(qū)和ADC架構。以下問題和答案重點介紹了影響使用放大器和變壓器電路的ADC前端設計的重要實際考慮因素。

Q. 放大器和變壓器之間的根本區(qū)別是什么？

A。放大器是有源元件，而變壓器是無源元件。與所有有源元件一樣，放大器會消耗功率并增加噪聲;變壓器不消耗電力，增加的噪音可以忽略不計。兩者都有動態(tài)效應需要處理。

問。 為什么要使用放大器？

A。放大器性能的限制比變壓器少。如果必須保持直流電平，則必須使用放大器，因為變壓器本質上是交流耦合器件。另一方面，變壓器在需要時提供電流隔離。放大器更容易提供增益，因為它們的輸出阻抗基本上與增益無關。另一方面，變壓器的輸出阻抗隨電壓增益的平方而增加，這取決于匝數比。放大器在通帶內提供更平坦的響應，沒有由于變壓器中的寄生相互作用而產生的紋波。

問。放大器通常會增加多少噪聲，我能做些什么來降低噪聲？

一個。例如，可以考慮的典型放大器ADA4937在配置為G = 1時，高頻下的輸出噪聲頻譜密度為6 nV/rtHz，而10 MSPS AD80-9446 ADC的輸入噪聲頻譜密度為80 nV/rtHz。這里的問題是，放大器的噪聲帶寬相當于ADC的全帶寬，約為500 MHz，而ADC噪聲則折疊到一個奈奎斯特區(qū)（40 MHz）。如果沒有濾波器，放大器的積分噪聲為155 μV rms，ADC的積分噪聲為90 μV rms。從理論上講，這會將整個系統(tǒng)的SNR（信噪比）降低6 dB。為了通過實驗證實這一點，ADA4937驅動AD9446-80時測得的SNR為76 dBFS，本底噪聲為–118 dB（圖1）。使用變壓器驅動時，SNR 為 82 dBFS。因此，驅動放大器將SNR降低了6 dB。

圖1.ADA4937放大器，以9446 MSPS驅動AD80-80 ADC，不帶噪聲濾波器。

為了更好地利用ADC的SNR，在放大器和ADC之間插入了一個濾波器。使用100 MHz 2極點濾波器時，放大器的積分噪聲變?yōu)?1 μV rms，僅將ADC的SNR降低3 dB。使用2極點濾波器可將圖1電路的SNR性能提高到79 dBFS，本底噪聲為-121 dB，如圖2a所示。2 極點濾波器由 24 歐姆電阻和 30 nH 電感器構成，與放大器的每個輸出串聯，以及一個 47pF 差分連接的電容器（圖 2b）。

圖 2b.ADA4937放大器使用9446極點噪聲濾波器以80 MSPS驅動AD80-2 ADC的原理圖。

問。 高速放大器和ADC的功耗如何比較？

A。 這取決于所使用的放大器和ADC。功耗相似的兩個典型放大器是AD8352，37 V （5 mW）時功耗為185 mA，ADA4937在40 V （5 mW）時功耗為200 mA。通過使用 3.3V 電源，總功耗可降低約 16/80，性能略有下降。ADC的功耗更加多樣化，具體取決于分辨率和速度。9446位、80 MSPS AD2-4功耗為14.125 W，9246位、125 MSPS AD415-12功耗為20 mW，9235位、20 MSPS AD95-<>功耗僅為<> mW。

問。什么時候需要使用變壓器？

A。與放大器相比，變壓器在信號頻率非常高時具有最大的性能優(yōu)勢，并且當ADC輸入端不能容忍大量額外噪聲時。

問。 變壓器和放大器在提供增益時有何不同？

A。 主要區(qū)別在于它們呈現給ADC輸入的阻抗，這直接影響系統(tǒng)帶寬。變壓器的輸入阻抗和輸出阻抗與匝數比的平方有關，而放大器的輸入和輸出阻抗基本上與增益無關。

例如，當從2歐姆的源阻抗使用G = 50變壓器時，變壓器次級側的阻抗為200歐姆。AD9246 ADC的差分輸入電容為4 pF，與200 Ω變壓器阻抗相結合，可將ADC的–3 dB帶寬從650 MHz降低至200 MHz。 通常需要額外的串聯電阻和差分電容來提高性能并減少轉換器的反沖，這會進一步限制–3 dB帶寬。 可能達到 100 MHz。

使用低輸出阻抗放大器（如ADA4937）時，源阻抗非常低，通常小于5 Ω。25 歐姆瞬態(tài)限制電阻可與每個 ADC 輸入串聯使用;對于AD9246，ADC的全650 MHz模擬輸入帶寬是可用的。

到目前為止，討論的是關于–3 dB帶寬。當需要更緊密的平坦度時，例如在0極系統(tǒng)中為5.1 dB，?3 dB帶寬需要寬約3×。對于單極0.1 dB平坦度，該比率增加到6.5×。如果在高達0 MHz時需要5.150 dB平坦度，則需要大于3 MHz的–450 dB帶寬，這很難通過G = 2變壓器實現，但使用低輸出阻抗放大器則很簡單。

問。 選擇變壓器或放大器來驅動ADC時需要考慮哪些因素？

A。它們可以歸結為六個參數 — 如下表所述：

關鍵參數沖突的應用需要額外的分析和權衡。

問。此分析中有哪些考慮因素？

A。首先必須了解為給定ADC設計前端的難度。首先，ADC是內部緩沖，還是無緩沖（例如，開關電容類型）？當然，在任何一種情況下，難度級別都會隨著頻率的增加而增加。但開關電容類型對設計人員來說更難處理。

如果需要增益來充分利用ADC的輸入范圍，則隨著所需增益（匝數比）的增加，原本可能有利于變壓器的應用變得更加困難。

當然，難度會隨著頻率的增加而增加。如圖100所示，與使用無緩沖ADC的低信號電平高中頻設計相比，使用緩沖ADC設計低于3 MHz的中頻系統(tǒng)相對簡單。由于如此多的參數朝著不同的方向拉動，在更改和評估組件時，權衡有時很困難，而且經常令人費解。

圖3.頻率與相對難度。

在設計進行時，使用電子表格或表格來保持所有參數的直線可能會很有用。沒有滿足所有情況的最佳設計;它將受可用組件和應用規(guī)格的約束。

問。 好吧，設計可能很困難?，F在，有關系統(tǒng)參數的一些詳細信息如何？

A。首先，在設計ADC前端時，必須考慮所有因素！每個組件都應被視為前一級載荷的一部分;并且最大功率傳輸發(fā)生在 Z源= 共軛物 Z負荷（圖4）。

圖4.最大功率傳輸。

現在來看設計參數：

輸入阻抗是設計的特性阻抗。在大多數情況下，它是 50 歐姆，但可能需要不同的值。變壓器是很好的跨阻器件。它允許用戶在需要時在不同的特性阻抗之間進行耦合，并完全平衡系統(tǒng)的整體負載。在放大器電路中，阻抗被指定為輸入和輸出特性，可以設計為不會像變壓器那樣隨頻率變化。

電壓駐波比（VSWR）是一個無量綱參數，可用于了解在目標帶寬上有多少功率反射到負載中。它是一項重要措施，它決定了實現ADC滿量程輸入所需的輸入驅動電平。

帶寬是系統(tǒng)中使用的頻率范圍。它們可以是窄的或寬的，在基帶，或覆蓋多個奈奎斯特區(qū)。它們的頻率限制通常為 –3 dB 點。

通帶平坦度（也稱為增益平坦度）指定了指定帶寬內響應隨頻率變化的（正負）變化量。它可能是漣漪或簡單的單調滾降，就像巴特沃茲濾波器特性一樣。無論如何，通帶平坦度通常要求小于或等于1 dB，這對于設置整體系統(tǒng)增益至關重要。

輸入驅動電平由特定應用所需的系統(tǒng)增益決定。它與帶寬規(guī)格密切相關，取決于所選的前端組件，例如濾波器和放大器/變壓器;它們的特性可能導致驅動器級別要求成為最難維護的參數之一。

圖5.定義帶寬、通帶平坦度和輸入驅動電平。

信噪比（SNR）是滿量程信號的均方根值與給定帶寬內所有噪聲分量的和方根的對數比，但不包括失真分量。就前端而言，SNR隨著帶寬、抖動和增益的增加而降低（在高增益下，在低增益下可能可以忽略不計的放大器噪聲成分可能會變得很大）。

無雜散動態(tài)范圍（SFDR）是均方根滿量程值與最大雜散頻譜分量的均方根值之比。前端雜散的兩個主要因素是放大器的非線性（或變壓器缺乏完美平衡），這主要產生二次諧波失真，以及輸入失配及其由增益放大（在較高增益下，匹配更困難，寄生非線性被放大），通常被視為三次諧波失真。

問。 關于變壓器，需要了解哪些重要信息？

A。變壓器具有許多不同的特性，例如電壓增益和阻抗比、帶寬和插入損耗、幅度和相位不平衡以及回波損耗。其他要求可能包括額定功率、配置類型（如巴倫或變壓器）和中心抽頭選項。

使用變壓器進行設計并不總是那么簡單。例如，變壓器特性隨頻率變化，從而使模型復雜化。ADC應用變壓器建模的起點示例如圖6所示。每個參數都取決于所選的變壓器。建議您聯系變壓器制造商以獲取型號（如果有）。

圖6.變壓器模型。

變壓器的特點包括：

匝數比是次級電壓與初級電壓的比值。

流動比率與匝數比率成反比。

阻抗比是匝數比的平方。

理想情況下，信號增益等于匝數比。雖然電壓增益本質上是無噪聲的，但還有其他考慮因素，將在下面討論。

變壓器可以簡單地視為具有標稱增益的通帶濾波器。插入損耗（濾波器在指定頻率范圍內的損耗）是數據手冊中最常見的測量規(guī)格，但還有其他考慮因素。

回波損耗是變壓器初級端接所見次級端接有效阻抗不匹配的量度。例如，如果次級與初級匝數之比的平方為2：1，則當次級端接50歐姆時，預計100歐姆的阻抗會反射到初級端上。但是，這種關系并不準確;例如，初級端的反射阻抗隨頻率變化。通常，隨著阻抗比的上升，回波損耗的可變性也會增加。

在考慮變壓器時，幅度和相位不平衡是關鍵性能特征。這兩個規(guī)格使設計人員了解當設計需要非常高（高于100 MHz）的IF頻率時，預期的非線性程度。隨著頻率的增加，變壓器的非線性度也隨之增加，通常以相位不平衡為主，這轉化為偶數階失真（主要是2德·-諧波）。

圖7顯示了單變壓器和雙變壓器配置的典型相位不平衡與頻率的關系。

圖7.單變壓器和雙變壓器配置的變壓器相位不平衡。

請記住，并非所有制造商都以相同的方式指定所有變壓器，具有明顯相似規(guī)格的變壓器在相同情況下的性能可能不同。為您的設計選擇變壓器的最佳方法是收集和了解所考慮的所有變壓器的規(guī)格，并索取制造商數據表中未說明的任何關鍵數據項?；蛘撸蛘吡硗?，使用網絡分析儀自己測量它們的性能可能是有用的。

問。 哪些參數在選擇放大器時很重要？

A。使用放大器而不是變壓器的主要原因是獲得更好的通帶平坦度。如果此規(guī)格對您的設計至關重要，則放大器應產生較小的可變性，通常在頻率范圍內±0.1 dB。變壓器具有塊狀響應，當必須使用它們并且平坦度是一個問題時，需要“微調”。

驅動能力是放大器的另一個優(yōu)勢。變壓器不是為在印刷電路板上驅動長走線而設計的。它們旨在直接連接到ADC。如果系統(tǒng)要求要求“驅動器/耦合器”需要遠離ADC，或者位于不同的電路板上，則強烈建議使用放大器。

直流耦合也可能是使用放大器的一個原因，因為變壓器本質上是交流耦合的。一些高頻放大器可以一直耦合到直流的頻率，如果這部分頻譜在應用中很重要。需要考慮的典型放大器包括AD8138和ADA4937。

放大器還可以提供動態(tài)隔離（大約30 dB至40 dB的反向隔離），以抑制無緩沖ADC輸入中電流瞬變產生的反沖毛刺。

如果設計需要寬帶增益，則放大器比變壓器更好地匹配ADC的模擬輸入。

另一個權衡是帶寬與噪聲。對于頻率大于150 MHz的設計，變壓器將更好地保持SNR和SFDR。但是，在第一或第二奈奎斯特區(qū)內，可以使用變壓器或放大器。

問。驅動高性能ADC的首選ADI放大器是什么？

A。少數放大器最適合高速ADC前端。其中包括AD8138和AD8139;AD8350、AD8351和AD8352; 以及ADA4937和ADA4938。AD8139通常用于基帶設計，即目標輸入頻率小于50 MHz的基帶設計。對于中頻較高的設計，通常使用AD8352。該放大器在更寬的頻率頻帶（高達 200MHz 區(qū)域）上表現出良好的噪聲和雜散抑制。ADA4937可用于高達150 MHz的頻率;它的主要優(yōu)勢在于采用ADC的直流耦合應用，因為它可以處理各種共模輸出電壓。

問。 我可能使用的ADC有哪些重要特性？

一個。廣受歡迎的CMOS開關電容ADC沒有內部輸入緩沖器，因此其功耗遠低于緩沖型。外部電源直接連接到 ADC 的內部開關電容采樣保持 （SHA） 電路（圖 8）。這就帶來了兩個問題。首先，輸入阻抗隨時間以及模式在采樣和保持之間切換而變化。其次，注入采樣電容器的電荷反射回信號源;這可能會導致驅動電路中無源濾波器的建立延遲。

圖8.開關電容ADC輸入級框圖

將外部網絡與ADC跟蹤模式阻抗相匹配非常重要，如圖9所示。如您所見，輸入阻抗（藍線）的實部（阻性）在較低頻率（基帶）下非常高（在幾千歐姆范圍內），并且在2 MHz以上滾降到小于100 kohm。

輸入阻抗的虛部或容性部分紅線開始時為相當高的容性負載，在高頻下逐漸減小至約3 pF（右手標度）。

匹配這種輸入結構是一個相當具有挑戰(zhàn)性的設計問題，尤其是在頻率大于100 MHz時。

圖9.軌道模式下開關電容ADC的典型輸入阻抗圖。

圖10和圖11中的波形說明了差分信號的優(yōu)勢。乍一看，圖10中的單個單端ADC輸入波形看起來相當糟糕。但是，圖11表明，單端跡線的損壞幾乎純粹是共模效應。

圖 10.開關電容ADC輸入相對于時鐘邊沿的單端測量。

圖 11.開關電容ADC輸入相對于時鐘邊沿的差分測量。

以差分方式觀察ADC輸入（圖11），可以看到輸入信號要干凈得多。與時鐘相關的“損壞”故障消失了。差分信號固有的共模抑制可抵消共模噪聲，無論是來自電源、數字源還是電荷注入。

緩沖輸入ADC更易于理解和使用。輸入源以固定阻抗端接。它由晶體管級緩沖，晶體管級以低阻抗驅動轉換過程，因此電荷注入尖峰和開關瞬變顯著降低。與開關電容ADC不同，輸入端接在ADC的模擬輸入頻率范圍內變化很小，因此選擇合適的驅動電路要容易得多。緩沖器專門設計為非常線性且具有低噪聲;它唯一的缺點是其功耗會導致ADC整體功耗更高。

問。 你能給我看一些變壓器和放大器驅動電路的例子嗎？

A。圖12顯示了使用變壓器的ADC輸入配置的四個示例。

在基帶應用（a）中，輸入阻抗要高得多，因此匹配比更高頻率下的匹配更直接，而且不像匹配那樣重要。通常，小值串聯電阻器足以用差分連接的電容器來抑制電荷注入。這種簡單的濾波器可衰減寬帶噪聲，實現最佳性能。

為了在寬帶應用（b）中獲得匹配良好的輸入，請嘗試使輸入的實際（電阻）成分占主導地位。最小化電感或鐵氧體磁珠與模擬前端并聯或串聯的電容項。這可以產生良好的帶寬，改善增益平坦度，并提供更好的性能（SFDR），如使用AD92xx開關電容ADC系列所示。

對于緩沖高中頻應用（c），圖中顯示了雙巴倫配置，其濾波器類似于基帶配置。這允許高達300 MHz的輸入，并提供良好的平衡，以最大限度地減少偶數階失真。

對于窄帶（諧振）應用（d），拓撲結構類似于寬帶。但是，匹配是分流而不是串聯的，以將帶寬縮小到指定的頻率。

圖 12.采用變壓器驅動的ADC前端設計。

在基帶應用中使用帶有緩沖或無緩沖ADC的放大器時，設計相當簡單（圖13）。只需確保放大器的共模電壓與ADC共享，并使用簡單的低通濾波器來消除不需要的寬帶噪聲（a）。對于中頻應用（b和c），匹配網絡與基帶中的匹配網絡基本相似，但通常具有較淺的滾降。如果需要，可以在放大器的輸出端使用電感器或鐵氧體磁珠，以幫助擴展帶寬。然而，這并不總是必要的，因為與變壓器的特性相比，放大器的特性更不容易在目標頻帶上發(fā)生變化。對于窄帶或諧振應用（d），濾波器與放大器的輸出阻抗匹配，以抵消ADC的輸入電容。通常使用多極點濾波器來消除感興趣頻率區(qū)域之外的寬帶噪聲。

圖 13.具有放大器驅動的ADC前端設計。

審核編輯：郭婷