【干貨】設計電源，不會選拓撲？點我

寫在前面

開關電源電路拓撲是指功率器件和電磁元件連接在電路中的方式，而磁性元件設計、閉環(huán)補償電路以及所有其他電路元件的設計都依賴于拓撲。那么，我們今天就來聊一聊在選用拓撲時需要注意哪些問題呢？

決定拓撲選擇的一個重要因素是輸入電壓和輸出/輸入比。下圖顯示出了常用隔離的拓撲相對適用的電壓范圍。拓撲選擇還與輸出功率，輸出電壓路數(shù)，輸出電壓調(diào)節(jié)范圍等有關。

各種隔離拓撲應用電壓范圍

產(chǎn)品設計還有設計者對某種拓撲的經(jīng)驗、元器件是否容易得到、成本要求、對技術(shù)人員要求、調(diào)試設備和人員素質(zhì)、生產(chǎn)工藝設備、批量、軍品還是民品等等相關因素，一般來說對于給定場合可應用多種拓撲，不可能說某種拓撲對某種應用是絕對地適用。

因此，正確選擇并合理應用各種拓撲對于整個電路設計來說至關重要。最好你在設計一個電源之前，應當預先知道你的電源工作的系統(tǒng)，詳細了解此系統(tǒng)對電源的要求和限制。對系統(tǒng)透徹地了解，可大大降低成本和減少設計時間。

實際操作時，你可以從變換器要求的規(guī)范列一個表，并逐條考慮。你將發(fā)現(xiàn)根據(jù)這些規(guī)范限制你可以選擇的拓撲僅是一個到兩個，而且根據(jù)成本和尺寸拓撲選擇很容易。一般情況下，可根據(jù)各項考慮選擇拓撲（后文附詳細解釋）：

1、升壓還是降壓：輸出電壓總是高于還是低于輸入電壓？如果不是，你就不能采用Buck或Buck/Boost。

2、占空度：輸出電壓與輸入電壓比大于5嗎？如果是，你可能需要一個變壓器。計算占空度保證它不要太大和太小。

3、需要多少組輸出電壓？如果大于1,除非增加后續(xù)調(diào)節(jié)器，一般需要一個變壓器。如果輸出組別太多，建議最好采用幾個變換器。

4、是否需要隔離？多少電壓？隔離需要變壓器。

5、EMI要求是什么？如果要求嚴格，建議不要采用像Buck一類輸入電流斷續(xù)的拓撲，而選擇電流連續(xù)工作模式。

6、 成本是極其重要嗎？小功率高壓可以選擇BJT。如果輸入電壓高于500V，可考慮選擇IGBT。反之，采用MOSFET。

7、是否要求電源空載？如果要求，選擇斷續(xù)模式，除非采用問題8。也可加假負載。

8、能采用同步整流？這可使得變換器電流連續(xù)，而與負載無關。

9、輸出電流是否很大？如果是，應采用電壓型，而不是電流型。

輸入和輸出

如果輸出與輸入共地，則可以采用非隔離的Buck，Boost共地變換器。這些電路結(jié)構(gòu)簡單，元器件少。如果輸入電壓很高，從安全考慮，一般輸出需要與輸入隔離。

在選擇拓撲之前，你首先應當知道輸入電壓變化范圍內(nèi)，輸出電壓是高于還是低于輸入電壓？

例如，Buck變換器僅可用于輸出電壓低于輸入電壓的場合，所以，輸出電壓應當在任何時候都應當?shù)陀谳斎腚妷骸Ｈ绻阋筝斎?4V，輸出15V，就可以采用Buck拓撲；但是輸入24V是從8V～80V，你就不能使用Buck變換器，因為Buck變換器不能將8V變換成15V。如果輸出電壓始終高于輸入電壓，就得采用Boost拓撲。

如果輸出電壓與輸入電壓比太大（或太?。┦怯邢拗频模巛斎?00V，要求輸出48V還是采用Buck變換器，則電壓比太大，雖然輸出電壓始終低于輸入電壓，但這樣大的電壓比，盡管沒有超出控制芯片的最小占空比范圍，但是，限制了開關頻率。而且功率器件峰值電流大，功率器件選擇困難。如果采用具有隔離的拓撲，可以通過匝比調(diào)節(jié)合適的占空比。達到較好的性能價格比。

開關頻率和占空比的實際限制

一、開關頻率

在設計變換器時，首先要選擇開關頻率。提高頻率的主要目的是減少電源的體積和重量。而占電源體積和重量最大的是磁性元件。現(xiàn)代開關電源中磁性元器件占開關電源的體積（20%～30%），重量（30%～40%），損耗20%～30%。根據(jù)電磁感應定律有：

式中U－變壓器施加的電壓；N－線圈匝數(shù)；A－磁芯截面積；ΔB－磁通密度變化量；f－變壓器工作頻率。

在頻率較低時，ΔB受磁性材料飽和限制。由上式可見，當U一定時，要使得磁芯體積減少，匝數(shù)和磁芯截面積乘積與頻率成反比，提高頻率是減少電源體積的主要措施。這是開關電源出現(xiàn)以來無數(shù)科技工作者主要研究課題。

但是能否無限制提高開關電源頻率？非也。主要有兩個限制因素：第一是磁性材料的損耗。高頻時一般采用鐵氧體，其單位體積損耗表示為：

式中η－不同材料的系數(shù)；f－工作頻率；Bm－工作磁感應幅值。α和β分別為大于1的頻率和磁感應損耗指數(shù)。一般α＝1.2～1.7；β=2～2.7。頻率提高損耗加大，為減少損耗，高頻時，降低磁感應Bm使得損耗不太大，違背了減少體積的目的。否則損耗太大，效率降低。再者，磁芯處理功率越大，體積越大散熱條件越差，大功率磁芯也限制開關頻率。

Buck變換器功率管電流、電壓波形

其次，功率器件開關損耗限制。以Buck變換器為例來 說明開關損耗。上圖是典型的電流連續(xù)Buck變換器功率管電流電壓波形圖?？梢钥吹剑?a target="_blank">晶體管開通時，集電極電流上升到最大值時集電極電壓才開始下降。關斷時，集電極電 壓首先上升到最大值集電極電流才開始下降。假定電壓、電流上升和下降都是線性的?？梢缘玫介_關損耗為：

式中tr=tri trv—開通時電流上升時間與電壓下降時間之和；td=tdi tdv—關斷時電壓上升時間與電流下降時間之和。一般tr td

?

如果電流斷續(xù)，只有關斷損耗，開關損耗為：

可見，開關損耗與頻率、開關時間成正比。斷續(xù)似乎比連續(xù)開關損耗少一半，但應當注意，在同樣輸出功率時，功率管電流至少是電流連續(xù)時的一倍，除了器件電流定額加大，成本增加外，導通壓降損耗也增加。濾波電感磁芯工作在正激變壓器狀態(tài)，磁芯和線圈高頻損耗也將大大增加。

雖然，通過軟開關技術(shù)可以減少開關損耗，但要注意，軟開關總是利用LC諧振，諧振電流（或電壓）很大，諧振電流通過晶體管、電感L和電容C，這些元器件也是有損耗的。有時只提高效率1～2％，但電路復雜，元件數(shù)增多，成本增加，有時甚至得不償失。

目前用MOSFET開關的電源，功率在5kW以下，工作頻率一般在200kHz以下。BJT最高達50kHz。3kW以上采用IGBT的最高30kHz。用MOSFET與IGBT（BJT）組合管最高也不超過100kHz。變換功率幾十瓦，當然工作頻率可以提高。

此外，變換功率越大，電流電壓越大，如果大功率管與小功率管相同的電流上升和下降速率，大功率管需要更長的開關時間。何況大功率器件芯片面積大，為避免電流集中降低開關時電流升降速率也增加了開關時間。可見，變換功率越大，允許開關頻率越低。

如果你聽說他的開關電源工作頻率可達幾個MHz，你得問問他的變換功率有多大？

二、占空度

開關變換器的變換比（輸出電壓與輸入電壓比）太大或太小是有限制的。

首先，變換器占空比（開關導通時間與開關周期之比）受控制芯片最大和最小值的限制。在有些拓撲中，占空比不能大于0.5?？傊ㄓ肞WM控制IC芯片通常不保證占空比能大于0.85；有些芯片在合理的工作頻率下，也不保證占空比在0.05以下能以較小的損耗快速驅(qū)動MOSFET的柵極。

例如，開關頻率為250kHz，周期為4μs，如果占空比是0.1，MOSFET的導通時間僅為0.4μs，要是MOSFET的開通時間為0.1μs，關斷時間也為0.1μs，幾乎大部分導通時間被過渡時間“吃”掉了，損耗加大。這就為什么變換功率越高，工作頻率越低的原因之一。

不管控制IC和高電流柵極驅(qū)動等等，只要不將占空比設計在最小0.1和最大0.8（對于0.5限制度變換器為0.45）之外，那就不必擔心。

如果采用的拓撲有變壓器，變比可以調(diào)節(jié)占空度。但變比也有限制。如果變比太大或太小，初級與次級導線尺寸相差太大，線圈繞制發(fā)生困難。一般初級與次級匝比最大為10:1,最小為1:10。要是你需要由很低的電壓獲得高壓，你是否考慮采用兩級變換器或次級采取倍壓電路提升電壓。

多少輸出

緊接占空比的問題是多少輸出。

例如，如果不是1個輸出，Buck是不適合的。在有些情況下，可以加后續(xù)調(diào)節(jié)器得到另一個電壓，實際的例子是用Buck變換器產(chǎn)生5V輸出，再由線性調(diào)節(jié)器（或另一個開關）從5V輸入產(chǎn)生一個3.3V輸出。但相關的瞬態(tài)、噪聲、損耗應滿足要求。

最壞的情況下，設計多個獨立的變換器，而不是采用復雜的許多線圈的磁元件。在開始設計之前，你得考慮考慮，要是采用多輸出變換器，或許節(jié)省了幾塊錢的控制IC，但可能花幾十塊錢做那個復雜的多線圈磁元件。在設計之前，首先應權(quán)衡磁元件、電路元件及附加成本，不要就事論事。

隔離

在設計前預先要知道次級與初級是否需要隔離。

如輸入由電網(wǎng)或高壓供電，作為商品有安全規(guī)范（以及EMI問題）需要隔離的要求。典型的例子是輸入與輸出有500V交流耐壓要求。你知道安全要求后，有些拓撲，像沒有隔離的Buck,Boost等等將排除在外。

EMI

在設計開始時就要想到EMI問題。

有些拓撲可能有許多成功地避免EMI問題。如果是不隔離的系統(tǒng)，因為在系統(tǒng)中不涉及到第三根導線，如單獨用電池供電，就沒有共模噪聲，這使你濾波變得容易。

此外，某些拓撲就是比其他拓撲具有更多的噪聲。區(qū)別在于某些拓撲在每個周期的部分時間與輸入斷開，引起輸入電流的中斷。如果輸入電流連續(xù)，就沒有陡峭的上升和下降沿，電流不會為零，就容易濾波。

Buck變換器就是輸入電流斷續(xù)的一個例子，因為當開關打開時，輸入電流為零。Boost變換器的電感始終接在輸入回路中，但輸入電流是否連續(xù)取決于Boost是否工作在斷續(xù)還是連續(xù)。

筆者建議大功率電源最好不要采用輸入電流斷續(xù)的拓撲，因為那些拓撲通常需要很花錢的磁元件。

BJT、MOSFET、IGBT

拓撲選擇與所能用的功率器件有關。

就目前可以買到的功率器件有雙極型（BJT）功率管，MOSFET和IGBT。雙極型管的電壓定額可超過1.5kV，常用1kV以下，電流從幾mA到數(shù)百A；MOSFET在1kV以下，常用500V以下,電流數(shù)A到數(shù)百A；IGBT電壓定額在500V以上，可達數(shù)kV，電流數(shù)十A到數(shù)kA。

不同的器件具有不同的驅(qū)動要求：雙極型晶體管是電流驅(qū)動，大功率高壓管的電流增益低，常用于單開關拓撲。在低功率到中等功率范圍，除了特別的理由以外，90%選擇MOSFET。

理由之一是成本。如果產(chǎn)品產(chǎn)量大，雙極性管仍然比MOSFET便宜。但是使用雙極型功率管就意味著開關頻率比MOSFET低，因此磁元件體積比較大。這樣是否還合算？你得仔細研究研究成本。

高輸入電壓（380V）時，或推挽拓撲加上瞬態(tài)電壓要求雙倍以上電壓，選擇功率管你可能感到為難，如果采用雙極型管，你可以買到1500V雙極型管，而目前能買到MOSFET最大電壓為1000V，導通電阻比BJT大。當然，你可能考慮用IGBT，遺憾的是IGBT驅(qū)動雖然像MOSFET，而它的開關速度與雙極型管相似，有嚴重的拖尾問題。

可見，低壓（500V）以下，基本上是MOSFET天下，小功率（數(shù)百瓦）開關頻率數(shù)百kHz。IGBT定額一般在500V以上，電流數(shù)十A以上，主要應用于調(diào)速，基本上代替高壓達林頓雙極型管。工作頻率最高可達30kHz，通常在20kHz左右。因為導通壓降大，不用于100V以下。

提高功率開關頻率（a）IGBT與MOSFET并聯(lián)（b）BJT與MOSFET串聯(lián)

為了提高IGBT或BJT的開關速度，也可將MOSFET與BJT或IGBT組合成復合管。

如圖（b）中U（BR）CBO/70A的BJT與50V/60A的MOSFET串聯(lián)，用于三相380V整流電感濾波輸入（510V）雙端正激3kW通信電源中。導通時首先驅(qū)動功率MOSFET，這時BJT工作在共基極組態(tài)，發(fā)射極輸入電流，或因MOSFET導通漏極電壓下降，BJT發(fā)射結(jié)正偏，產(chǎn)生基極電流，導致集電極電流，通過比例驅(qū)動電路形成正反饋，使得BJT飽和導通。當關斷時，首先關斷MOSFET，發(fā)射結(jié)反偏，使得BJT迅速關斷。共基極頻率特性是共射極的β倍。提高了關斷速度。低壓MOSFET導通電阻只有mΩ數(shù)量級，導通損耗很小。實際電路工作頻率為50kHz。

MOSFET與IGBT并聯(lián)也是利用MOSFET的開關特性。要達到這一目的，應當這樣設計MOSFET和IGBT的驅(qū)動：開通時，PWM信號可同時或首先驅(qū)動MOSFET導通，后導通IGBT。IGBT零電壓導通。關斷時，先關斷IGBT，IGBT是零電壓關斷；在經(jīng)過一定延遲關斷MOSFET。MOSFET承擔開關損耗；在導通期間，高壓MOSFET導通壓降大于IGBT，大部分電流流過IGBT，讓IGBT承擔導通損耗。這種組合實際例子工作頻率50kHz，3kW半橋拓撲。

連續(xù)還是斷續(xù)

電感（包括反激變壓器）和電流（安匝）連續(xù)還是斷續(xù)：在斷續(xù)模式的變換器中，電感電流在周期的某些時刻電流為零。電流（安匝）連續(xù)是要有足夠的電感量維持最小負載電流ILmin（包括假負載），在周期的任何時刻電感都應當有電流流通。即

其中T－開關周期；D＝Ton/T－占空比；Ton－晶體管導通時間。我們假定整流器的正向壓降與輸出電壓相比很小。要是最小負載電流為零，你必須進入斷續(xù)模式。

在實際電源設計時，一般電源有空載要求，又不允許電感體積太大，在輕載時肯定斷續(xù)，在這種情況下，有時設置假負載，并當負載電流超過使假負載斷開，否則可能引起閉環(huán)控制的穩(wěn)定性問題，應當仔細設計反饋補償網(wǎng)絡。

同步整流是一個例外。變換器應用同步整流總是連續(xù)模式，沒有最小電感要求。

同步整流

現(xiàn)今許多低輸出電壓應用場合，變換器效率比成本更（幾乎）重要。從用戶觀點來說，比較貴但高效率的變換器實際上是便宜的。如果一臺計算機電源效率低，真正計算時間常常很少，而待機時間很長，將花費更多的電費。

若更看重效率，就要考慮采用同步整流技術(shù)。即輸出整流采用MOSFET。當今可買到許多IC驅(qū)動芯片既能驅(qū)動場效應管，也能很好驅(qū)動同步整流器。

采用同步整流的另一個理由是它將電流斷續(xù)模式工作的變換器轉(zhuǎn)變?yōu)殡娏鬟B續(xù)工作模式。即使沒有負載，電流可以在兩個方向流通（因為MOSFET可以在兩個方向?qū)ǎ?。運用同步整流，解除了你對模式改變的擔心（模式改變可能引起變換器的不穩(wěn)定）和保證連續(xù)的最小電感要求。

（a）：二極管整流變換器和（b）：同步整流變換器

同步整流一個問題這里值得提一下。主開關管在同步整流導通前關斷，反之亦然。如果忽略了這樣處理，將產(chǎn)生穿通現(xiàn)象，即輸入（或輸出）電壓將直接對地短路，而造成很高的損耗和可能導致失效。在兩個MOSFET關斷時間，電感電流還在流。

通常，MOSFET體二極管不應當流過電流，因為這個二極管恢復時間很長。如假定MOSFET截止時體二極管流過電流，當體二極管恢復時，它在反向恢復起短路作用，所以一旦輸入（或輸出）到地通路，發(fā)生穿通，就可能導致變換器失效，如上圖（b）所示。

解決這個問題可用一個肖特基二極管與MOSFET的體二極管并聯(lián)，讓它在場效應管截止時流過電流。（因為肖特基的正向壓降比體二極管低，肖特基幾乎流過全部電流，體二極管的反向恢復時間與關斷前正向電流有關，所以這時可以忽略）

控制問題

開關電源設計要預先考慮是采用電壓型還是電流型控制，這是一個控制問題，幾乎每個拓撲都可以采用兩者之一。

電流型控制可以逐個周期限制電流，過流保護也變得容易實現(xiàn)。同時對推挽或全橋變換器可以克服輸出變壓器的磁偏。

如果電流很大，電流型需要檢測電阻（損耗很大功率）或互感器（花費很多錢）檢測電流，就可能影響你的選擇。不過這樣過流保護檢測倒是順水推舟了。但是，如果你把電流控制型用于半橋變換器，有可能造成分壓電容電壓不平衡。所以對于大功率輸出，應當考慮選擇那一種更好。

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