可變非時控制器-HFC0300的飛背轉(zhuǎn)換器設(shè)計準(zhǔn)則

如圖1所示,本文件介紹了使用來自MPS的可變非時控制器-HFC0300的飛背轉(zhuǎn)換器設(shè)計準(zhǔn)則,該設(shè)計指南通過本應(yīng)用說明所述的逐步設(shè)計程序,設(shè)計具有可變非時(或準(zhǔn)時間固定)控制的飛背轉(zhuǎn)換器,非常簡單和直截了當(dāng)。根據(jù)設(shè)計示例得出的實驗結(jié)果見最后部分。

Figure 1: Flyback Converter Using Variable Off-time Controller - HFC0300

HFC0300 Introduction

HFC0300是一個與高電壓當(dāng)前源集成的可變脫時控制器。根據(jù)固定峰值電流技術(shù),控制器隨著負(fù)荷變輕而降低頻率。因此,它提供了極好的輕負(fù)負(fù)荷效率,同時優(yōu)化了其他負(fù)荷條件下的效率。當(dāng)輸出功率低于給定水平時,控制器進(jìn)入爆破模式,以進(jìn)一步減少無負(fù)載或輕負(fù)載條件的電流損失。在伏特加封(UVLO)、超載保護(hù)(OLP)、超壓壓保護(hù)(OVP)、短路保護(hù)(SCP)和熱關(guān)機(TSD)下的內(nèi)部Vcc公司都被納入IC,以盡量減少外部部件的計數(shù)。本文介紹了使用HFC0300的離線飛背轉(zhuǎn)換器的實際設(shè)計指南。本應(yīng)用說明中引入了使用HFC0300的脫時控制飛背轉(zhuǎn)換器的逐步設(shè)計程序,主要包括變壓器設(shè)計、產(chǎn)出過濾設(shè)計和部件選擇。

Variable Off-Time Control Introduction

離時可變控制是飛回轉(zhuǎn)換器的可變頻率控制方案之一。 通過實施固定峰值當(dāng)前模式控制, 開關(guān)的峰值是固定的( quasi- fixed開關(guān)在時間上) , 并且根據(jù)要求的輸出功率對非時間長度進(jìn)行調(diào)控 。 在 MOSFET 使用時, 排氣流會增加 。 一旦排氣流達(dá)到內(nèi)部固定峰值水平, MOSFET 就會關(guān)閉 。 反饋循環(huán)會根據(jù)輸出條件控制頻率或停機時間 。 因此, 當(dāng)負(fù)載減少時, 關(guān)閉時間會延長, 轉(zhuǎn)機頻率也會減少 。 隨著光荷的頻率減少, 所有與頻率相關(guān)的損失( 開關(guān)驅(qū)動損失、 切換損失、 核心損失) 都會相應(yīng)降低 , 自然地提高了效率 。

降低開關(guān)頻率肯定會迫使轉(zhuǎn)換器進(jìn)入可聽區(qū)域。 為了防止變壓器機械共振,HFC0300將隨著負(fù)荷變輕逐漸降低峰值。

圖2顯示了在離時控制飛行回轉(zhuǎn)器中主開關(guān)的排水源電壓波,在MOSFET時間段,排水流線性增長,直到達(dá)到當(dāng)前峰值水平。然后MOSFET關(guān)閉。飛后變壓器環(huán)的滲漏和寄生體能力導(dǎo)致泄漏,并造成高電壓峰值,這應(yīng)該受到夾子電路的限制。當(dāng)軍 費 Pin電壓達(dá)到 Comp 水平(feed back PIN)時,開關(guān)再次打開并開始一個新的轉(zhuǎn)換周期。

Figure 2: Key Waveforms of Off-Time Flyback Converter

Design Procedure

A. 預(yù)定的投入和產(chǎn)出規(guī)格

輸入 AC 電壓范圍: Va(分鐘), Va( 最大) (最大),例如90Vac~ 265Vac職 職 職 職

DC 公共汽車電壓范圍: V英寸( 最大), V(分鐘) (分鐘).

產(chǎn)出:五o, I , I , Io(min), Io(最大), Pout

估計效率:____________________,用于估算功率轉(zhuǎn)換效率,以計算最大輸入功率。一般而言,____________________按不同的輸出應(yīng)用設(shè)定為0.8~0.9。

然后,最大輸入功率可以設(shè)定為:

$$P_{in} = frac {P_{out}}{η}$$

圖3顯示了典型的DC公共汽車電壓波形。in對于通用輸入條件,通常定為2μF/W。對于230V單范圍應(yīng)用,能力可以是值的一半。

Figure 3: Input Voltage Waveform

從上面的波形, AC 輸入伏伏伏VAC電壓五伏DC可以是:

$$V_{DC}(V_{ac},t)=sqrt{2 times V_{ac}^2-frac{2 times P_{in}}{C_{in}}times t}$$

通過設(shè)置五AC=VDCT1,其中DC 公共汽車電壓達(dá)到其最低值V的T1DC(min)可計算為

$$V_{DC(min)}=V_{DC}(V_{a(分鐘)},T1)$$

然后,最低平均 DC輸入電壓V(分鐘) (分鐘)可以是:

$$V_{(分鐘) (分鐘)}=frac{sqrt{2}times V_{AC(min)}+V_{DC(min)}}{2}$$

DC 平均最大輸入電壓五英寸( 最大)可以是:

$$V_{英寸( 最大)}=sqrt{2} times V_{a( 最大) (最大)}$$

B. 確定啟動電路

圖3顯示了啟動電路。 當(dāng)電源開通時, 2mA 內(nèi)部電源從2mA 電源向C1到 R1 電源與 HV 針HFC0300連接。 一旦VCC 電壓達(dá)到11.7V, 內(nèi)部高電壓電源(2mA) 關(guān)閉, IC 開始切換, 輔助通風(fēng)將接管電力供應(yīng)。 如果VCC 在輔助通風(fēng)接管電力供應(yīng)之前跌至8.2V, 開關(guān)站和內(nèi)部高電源當(dāng)前源再次打開, 從而給 VCC 外部電容器 C1 重新充電, 啟動另一個啟動程序(見圖4)。

Figure 4: The Startup Circuit with HFC0300

Figure 5: The Startup Waveform and VCC UVLO of HFC0300

C. 翻轉(zhuǎn)比率-N、初級MOSFET和二級糾正二極選擇

圖5顯示了在飛背轉(zhuǎn)換器中初級MOSFET和二級受精二極管的典型電壓波形。ds可以是等式(6):

$$V_{ds}=frac {V英寸( 最大)+Ntimes(V_{out}+V_F)+60V}{k}$$

k 是通常被選為0.9. V 的折舊系數(shù)。F是整形二極管的前方電壓,這里假定有60V加注電壓。

二級校正二元電壓五級ka可按等式(7)估算:

$$V_{ka}=frac {frac{V英寸( 最大)}{N}+V_{out}}{k}$$

k 是通常被選為0.9的降級系數(shù)。

Figure 6: Voltage Stress of Primary MOSFET and Secondary Rectifier Diode

從方程(6)和(7)中,可以計算和在圖6中顯示初等MOSFET和二級整流二極體相對于旋轉(zhuǎn)拉皮歐N的電壓等級。

例如,在90Vac~265Vac輸入中,選用19V 輸出適配器應(yīng)用、650V MOSFET和100V 校正二極管來提高性能。

Figure 7: Voltage Stress Rating of Primary MOSFET and Secondary Rectifier Diode

D. 目前的思維抵抗力

目前的最高電壓水平內(nèi)部定為0.5V,因此,當(dāng)前感應(yīng)阻力設(shè)定了主要的側(cè)峰值,這也決定了轉(zhuǎn)換器的操作模式,例如CCM、BCM或DCM。如果電力供應(yīng)設(shè)計在BCM低線輸入下運行,則在DCM運行,高線和相同的負(fù)荷條件。磁化導(dǎo)管電流(反映于主面)和主流MOSFET的排氣源電壓顯示為圖8。

Figure 8: Inductor Current and Voltage of Primary MOSFET at Different Line

二次電流的時間長度可以作為等式(8)。

$$T_{second}=frac {L_m times I_{峰頂峰}}{N times V_O}$$

地點Lm主要是磁磁化導(dǎo)引,I峰頂峰主要峰值為主要峰值。 從 I 開始峰頂峰在不同的輸入和相同的輸出條件下總是相同,所以二次流的時間長度相同。轉(zhuǎn)換期可以用方程式(9)計算。

$$T=frac{N times I_{峰頂峰} times T_{second}}{2 times I_o}$$

從(9)開始,切換期在不同輸入和輸出條件相同的情況下也保持相同。由于輸入電壓增加后主要側(cè)切換時間會減少,因此輸入電壓越高,輸入電壓就越高,輸入電壓將進(jìn)入的DCM模式就越深。通常,參數(shù)應(yīng)該設(shè)計在最低輸入條件下,以保證轉(zhuǎn)換器在最小輸入條件下能夠提供所需的輸出力。

由于N已經(jīng)選定,因此如果電力供應(yīng)的設(shè)計是按邊界當(dāng)前模式在低線下運行,則峰值洋流可以很容易地作為方程(10)計算。

$$I_{峰頂峰_BCM}=frac{2I_o}{1-D}$$

如果D是轉(zhuǎn)換的值比,它可以作為等式(11)獲得。

$$D=frac {(V_o+V_F)times N}{V_{in}+(V_o+V_F)times N}$$

如果當(dāng)前感應(yīng)阻力器設(shè)定的峰頂海流大于我頂峰_BCM相反,如果當(dāng)前感應(yīng)阻力器設(shè)定的峰值電流低于我,則電源供應(yīng)將進(jìn)入DCM。頂峰_BCM電力供應(yīng)將進(jìn)入CCM,圖9。 在這里,我們定義K深度深度作為《集束彈藥公約》的深度。

$$K_{深度深度}=frac{I_{山谷谷}}{I_{峰頂峰}}$$

Figure 9: Primary Current at CCM

因此峰值海流可以作為方程( 13) 。

$$I_{峰頂峰}=frac {2I_o}{(1-D)times(1+K_{深度深度})times N}$$

通常,對于40W以下的功率水平,優(yōu)先選擇BCM(邊界當(dāng)前模式),但40W以下的功率水平低于40W。 當(dāng)功率水平高于40W時,選擇CCM(連續(xù)當(dāng)前模式)。 發(fā)電量越高,應(yīng)采用更深的CCM,以提高效率和全載熱性能。例如,對于90W電力供應(yīng),可以為K選擇0.5。深度深度.

因此,當(dāng)提供電力供應(yīng) SPEC 時,我們需要首先確定轉(zhuǎn)換器操作模式, 即確定 K深度深度. I峰頂峰和I山谷谷可以通過等式(10)至(13)計算。而目前的感應(yīng)阻力可以通過等式(14)選擇。

$$R_{sense}=frac{V_{峰頂峰}}{I_{峰頂峰}}$$

地點五峰頂峰即當(dāng)前抗體的峰值電壓閾值,HFC0300為0.5V常數(shù)。 具有適當(dāng)功率評級的當(dāng)前抗體應(yīng)根據(jù)方程式中給出的功率損失來選擇(15)。

$$P_{sense}=[(frac{I_{峰頂峰}+I_{山谷谷}}{2})^2+frac{1}{12}(I_{峰頂峰}-I_{山谷谷})^2]times D times R_{sense}$$

E. 初級部分

飛回轉(zhuǎn)換器能夠提供的能量與主要引力Lm儲存的能量有關(guān),分別見《集束彈藥公約》和《集束彈藥公約》的方程(16)和方程(17)。

$$frac {1}{2} times L_m times (I_{峰頂峰}^2 - I_{山谷谷}^2) times f_s = frac {p_{o_CCM}}{η}$$ $$frac {1}{2} times L_m times I_{峰頂峰}^2 times f_s = frac {p_{o_CCM}}{η}$$

為了調(diào)控輸出的輸出功率,我們可以調(diào)整峰值當(dāng)前值(常規(guī)峰值當(dāng)前模式控制)和/或調(diào)整調(diào)換頻率。 HFC0300通過調(diào)整調(diào)換頻率調(diào)節(jié)輸出功率,同時保持峰值當(dāng)前值不變。因此,一旦選擇峰值當(dāng)前值,反饋環(huán)將自動設(shè)定調(diào)換頻率,以獲得所需的輸出功率。

從我開始峰頂峰和I山谷谷設(shè)計程序開始時已經(jīng)確定, 如果選擇 fs, 可以計算 Lm 。 提供良好的 EMI 性能, 最大頻率為65kHz 通常是一個好的選擇, 因為第二調(diào)(2*65kHz) 上進(jìn)行的 EMI 噪音尚未測試( 進(jìn)行 EMI 頻率范圍: 150kHz~ 30MHz) 。

如D節(jié)所述,切換頻率在不同輸入線電壓和相同輸出功率上保持理想的同一頻率。實際上,實際電路略有不同。由于由于臨界值不變,由于不可避免的傳播延遲,高輸入量的峰值電流將略高于低輸入量,因此,切換頻率將在低線和滿載條件下達(dá)到最大值。因此,我們通常選擇65kHz作為低線和滿載的頻率。因此,所有計算都以最低線計算。

F. C 設(shè)計軍 費OLP 和 OLP 函數(shù)

最大頻率由電容器C的電荷末端設(shè)定。軍 費如圖10所示,該電容器在主側(cè)開關(guān)(約0.6us)開關(guān)(約0.6us)后不久就用恒定電源充電,其電壓與反饋循環(huán)(見圖10)的COMP電壓進(jìn)行比較(見圖10),當(dāng)電容器電壓達(dá)到臨界值時,電容器迅速排出至0V,并開始一個新時期。為使軍 費針的電壓完全排出,電壓在內(nèi)部大約為0.6微秒。軍 費因此,調(diào)換頻率受反饋循環(huán)管制,如VCO(電壓控制振動),與軍 費針連接的電能是方程式(18)。

$$C_{軍 費} = frac {28uA times (frac {1}{f_{max}}+0.6us)}{0.88V}$$

峰值是連接軍 費針的電容器設(shè)定的最大頻率。

Figure 10: VCO (Voltage Controlled Oscillation) Operation

Figure 11: COMP Voltage adjusts the Switching Frequency

如上一節(jié)所述,切換頻率在低線和滿載時達(dá)到最大值。我們將此頻率定義為 fs( 這里選擇了 65kHz) 。我們設(shè)定了最大頻率( f) 。max當(dāng)頻率達(dá)到C設(shè)定的最大頻率時,頻率會隨著輸出功率的增加而增加。軍 費,由于權(quán)力限制,產(chǎn)出電壓無法維持,因此,COMP是飽和的,低于OLP(超載保護(hù))閾值(0.85V)。

在HFC0300中,對超載保護(hù)(OLP)采用了獨特的數(shù)字計時器方法。當(dāng) Comp 低于 0.85V(被視為誤標(biāo))時,計時器開始計時。如果去除誤標(biāo),計時器將重新計時器。如果計時器在計時器數(shù)達(dá)到6000時溢出,將觸發(fā)。當(dāng)電力供應(yīng)在啟動或裝載過渡階段時,這個計時器將避免觸發(fā) OLP 功能。因此,在啟動時,輸出電壓應(yīng)設(shè)定在少于 6000 個切換周期內(nèi)。

責(zé)任編輯：彭菁