如何控制使用長輸出線時(shí)的傳導(dǎo)EMI（上）

如何控制使用長輸出線時(shí)的傳導(dǎo) EMI（上）

在許多汽車電子應(yīng)用中，負(fù)載都需要通過一條較長的輸出線連接到主板，這會(huì)導(dǎo)致過高的傳導(dǎo) EMI 。這些汽車應(yīng)用包括 D 類功率放大器、LED 和 USB 充電器等。

我們將分上、中、下三個(gè)部分來分析并探討如何改善長線負(fù)載導(dǎo)致的過高傳導(dǎo) EMI。上篇將介紹長線負(fù)載的傳導(dǎo) EMI 測試結(jié)果，以及使用共模 (CM) EMI 模型的分析框架；中篇 將分析傳輸線對(duì)輸出長線對(duì)地阻抗的影響；下篇將總結(jié)三種 EMI 降噪方法，同時(shí)分析和預(yù)測諧振峰值。

長線負(fù)載EMI 測試設(shè)備

在進(jìn)行傳導(dǎo) EMI 測試時(shí)，需確保輸出線的長度與實(shí)際應(yīng)用一致。圖 2 顯示了一個(gè)長線負(fù)載的測試裝置。 該負(fù)載符合 CISPR 25 標(biāo)準(zhǔn)，用于保護(hù)車載接收器。被測設(shè)備（EUT）放置在距離參考地（銅板）5cm處，之間為低介電常數(shù)介質(zhì)（相對(duì)介電常數(shù)小于1.4）；輸出線為1~2米，取決于實(shí)際應(yīng)用情況；LISN接在電源和EUT之間，為噪聲回路提供恒定的阻抗（對(duì)共模來說，這個(gè)阻抗為25Ω）。

圖 2：汽車電子長線負(fù)載測試裝置

圖3對(duì)比了MPS的同一個(gè)車載Class-D功放（2.2MHz，BTL，24.5W，模擬輸入Class-D功放）在加輸出線和不加輸出線的傳導(dǎo)EMI測試結(jié)果。從圖中可以看出，在沒有輸出線的情況下，它的EMI可以滿足CISPR25的要求，但是，在有2m輸出線的情況下，EMI明顯變差，尤其是在30MHz和90MHz左右出現(xiàn)兩個(gè)峰，導(dǎo)致EMI難以達(dá)標(biāo)。

圖 3：汽車電子長線與無輸出線負(fù)載傳導(dǎo)EMI對(duì)比

為了解決長線負(fù)載導(dǎo)致的EMI 尖峰問題，MPS 利用CM EMI 模型來解釋傳導(dǎo) EMI 的測試結(jié)果。稍后，我們會(huì)使用傳輸線模型和降噪方法再進(jìn)行測試。

CM EMI 模型

圖4展示了Class-D的拓?fù)浼捌鋫鲗?dǎo)共模噪聲路徑。共模噪聲由電路中開關(guān)頻率的dv/dt節(jié)點(diǎn)和di/dt環(huán)路產(chǎn)生，通過輸出濾波器到輸出側(cè)，再通過輸出側(cè)對(duì)地的阻抗到參考地上，最后從LISN流回EUT。由此也可以看出，輸出線對(duì)地的寄生阻抗（ZP）在分析傳導(dǎo)EMI上很重要。除此之外，CSWP為dv/dt節(jié)點(diǎn)對(duì)參考地的寄生電容，也為共模噪聲提供了一條通路。

圖 4：D 類功率放大器的 CM 噪聲路徑

根據(jù)我們熟悉的替代定理（Substitution Theorem），在分析EMI問題時(shí)，我們可以用電壓源或者電流源對(duì)開關(guān)上的電壓或者電流進(jìn)行等效替代。圖5為應(yīng)用了替代原理之后的電路圖。

圖 5：應(yīng)用替代定理分析Class-D功放的共模噪聲

接下來，我們應(yīng)用疊加定理單獨(dú)分析每個(gè)噪聲源產(chǎn)生的噪聲。與電壓源不同，電流源本身不會(huì)產(chǎn)生噪聲。圖 6 顯示了如何基于疊加定理分析共噪聲電流源。

圖 6：應(yīng)用疊加定理分析Class-D功放的共模噪聲電流源

圖 7 顯示了基于疊加定理對(duì) CM 噪聲電壓源的分析，初步的 CM 模型也由此而來。

圖 7：應(yīng)用疊加定理分析Class-D功放的共模噪聲電壓源

由于輸出線是一個(gè)很大的導(dǎo)體，因此它與 EUT 之間的近場耦合不能忽略。近場耦合有兩種類型：電場耦合和磁場耦合。

電場耦合是指，電路中某一導(dǎo)體（如開關(guān)節(jié)點(diǎn)SWA，SWB）和另一導(dǎo)體（如輸出線）之間有寄生電容，若該導(dǎo)體為高頻dv/dt節(jié)點(diǎn)，那么會(huì)有噪聲電流流向另一導(dǎo)體，從而產(chǎn)生EMI噪聲。

磁場耦合是指，電路中某個(gè)環(huán)路（如開關(guān)與輸入電容之間的環(huán)路）和另一環(huán)路（如輸出線和參考地之間的環(huán)路）有互感，如果該環(huán)路為高頻di/dt環(huán)路，則會(huì)在另一環(huán)路上產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢，從而產(chǎn)生EMI噪聲，如圖8右圖所示。

圖 8：電場耦合和磁場耦合產(chǎn)生的 EMI 噪聲

若考慮電場耦合，圖7中的模型可以用圖9加以修正，其中CCou代表從開關(guān)節(jié)點(diǎn)耦合到輸出線上的電容，可見，在高頻時(shí)，這個(gè)電容阻抗很小，會(huì)將噪聲電流旁路，并造成EMI問題。

圖 9：考慮電場耦合 的EMI 模型

修改圖 6 中的 dI/dt 環(huán)路可以產(chǎn)生磁場耦合。圖 10 顯示了 CM 路徑如何在去耦后獲得額外的噪聲源。該噪聲與 dI/dt 以及輸入環(huán)路和輸出線對(duì)地環(huán)路之間的電感成正比。

圖 10：改進(jìn)后的磁場耦合EMI 模型

總結(jié)

本文總結(jié)了設(shè)備的長期負(fù)載傳導(dǎo) EMI 測試結(jié)果，同時(shí)采用替換定理和疊加定理獲得 CM EMI 模型。另外還考慮了近場耦合問題，近場耦合可以大致分為電場耦合和磁場耦合。該系列文章的中篇將更深入地探討傳輸線模型，以得到輸出長線對(duì)地阻抗；下篇將總結(jié)三種EMI 降噪方法，同時(shí)分析和預(yù)測諧振峰值。

審核編輯：湯梓紅