一種基于信息超表面設(shè)計理念的可重構(gòu)天線陣列

本文選自中國工程院院刊《Engineering》2022年第10期

作者：汪正興，楊漢卿，邵睿文，武軍偉，劉國標，翟峰，程強，崔鐵軍

編者按

電子波束掃描陣列因其高增益和低副瓣特性在雷達、測量、通信等方面被廣泛應(yīng)用，“數(shù)字編碼超材料”和“可編程超材料”在內(nèi)的信息超表面技術(shù)自2014年被提出后已經(jīng)取得了很大進展。受信息超表面設(shè)計理念的啟發(fā)，為了降低設(shè)計的成本和復(fù)雜性，提出了利用數(shù)字化實現(xiàn)波束掃描的可重構(gòu)比特陣列。4比特陣列天線具有平面可重構(gòu)，陣列重量輕、成本低、外形小的優(yōu)點。

中國科學(xué)院崔鐵軍院士研究團隊在中國工程院院刊《Engineering》2022年第10期發(fā)表《基于信息超表面設(shè)計理念的一種平面4比特可重構(gòu)天線陣列》一文。文章提出一種具有0.15λ0低剖面的平面4比特可重構(gòu)天線陣列，這個陣列是由1比特磁電偶極子和小型化反射式移相器組成的數(shù)字編碼輻射單元組成。通過對兩個對稱饋電端口單獨饋電，所提出的1比特磁電偶極子能夠在寬帶范圍內(nèi)提供“0”和“1”兩種數(shù)字狀態(tài)。所涉及的反射式移相器可以提供173°的相對相移。通過在157.5°的相位范圍內(nèi)進行數(shù)字量化，可以進一步得到相移間隔22.5°的8種數(shù)字狀態(tài)。為了實現(xiàn)低副瓣水平，一個基于泰勒線源方法的1:16功分器被用來給陣列饋電。加工并測試了所提出的4比特天線陣列樣機，實驗結(jié)果與仿真結(jié)果吻合很好。陣列能夠?qū)崿F(xiàn)±45°的掃角，12 GHz的最大增益為13.4 dBi，副瓣和交叉極化水平分別低于–14.3 dB和–23 dB。由于陣列卓越的性能，它在雷達和通信系統(tǒng)中將有重要的應(yīng)用前景。

一、引言

電子波束掃描陣列因其高增益和低副瓣特性在雷達、測量、通信等方面被廣泛應(yīng)用。傳統(tǒng)相控陣由于在電子速度、無慣性掃描和多目標跟蹤等方面的優(yōu)勢，被認為是這些應(yīng)用領(lǐng)域的有力競爭者。但傳統(tǒng)相控陣的單元陣列通常使用固態(tài)收發(fā)模塊，此外還采用復(fù)雜的饋電方式和波束形成結(jié)構(gòu)，復(fù)雜程度高、成本高昂、體積龐大等缺點在一定程度上限制其廣泛應(yīng)用。

包括“數(shù)字編碼超材料”和“可編程超材料”在內(nèi)的信息超表面技術(shù)自2014年被首次提出，取得了很大進展。信息超表面的設(shè)計理念是將數(shù)字編碼概念應(yīng)用到其配置中。例如，1比特信息編碼超材料是由“0”編碼單元和“1”編碼單元組成，分別對應(yīng)0°和180°的相位響應(yīng)。隨后，通過對360°相位多級離散化，將該概念從1位編碼擴展到多位編碼。超表面的數(shù)字化表示具有簡化設(shè)計和優(yōu)化程序的優(yōu)點，在物理和數(shù)字世界搭建起橋梁，這也使得從信息科學(xué)的角度重新審視超表面成為可能。由于信息超表面取得了革命性的進展，它們有望在無線通信系統(tǒng)中被廣泛應(yīng)用。

受信息超表面設(shè)計理念（即數(shù)字編碼概念）的啟發(fā)，為了降低設(shè)計的成本和復(fù)雜性，提出了利用數(shù)字化實現(xiàn)波束掃描的可重構(gòu)比特陣列。可重構(gòu)比特反射陣列和透射陣列因其高增益和高靈敏度被廣泛應(yīng)用。但與大多數(shù)的信息超材料相同，由于饋源和支撐的原因，它們實際上是三維（3D）結(jié)構(gòu)，這一點限制了它們在空間有限的場景下應(yīng)用。為了滿足外形更小、結(jié)構(gòu)更簡單的需求，提出了平面可重構(gòu)陣列。有的參考文獻設(shè)計了平面1比特陣列，但它們只能控制兩個既不正交也不獨立的掃描波束，這使得它們在雷達和通信系統(tǒng)中很難被應(yīng)用。之后，有的參考文獻又提出了平面2比特陣列，包括可重構(gòu)行波天線陣列和圓極化波束轉(zhuǎn)向天線陣列。這兩種陣列都可以控制單一的掃描波束。雖然采用數(shù)字編碼方法簡化了可重構(gòu)比特陣列的波束掃描方案，但是輻射性能也明顯惡化。因此，平面2比特陣列不可避免地會產(chǎn)生波束指向誤差和量化波瓣。為了減少量化誤差，一種有效的方法是增加量化比特數(shù)。此外，上述可重構(gòu)比特陣列大多帶寬較窄，這阻礙了其在工程上的實際應(yīng)用。

文章提出了一種平面4比特可重構(gòu)天線陣列，首先設(shè)計了一種結(jié)合1比特磁電偶極子和小型化反射型移相器（RTPS）的數(shù)字編碼輻射單元。磁電偶極子具有輻射模式對稱、寬帶寬和低副瓣的優(yōu)點。采用兩個對稱可切換的饋電π形探針激發(fā)偶極子，當端口被單獨激勵時，由于相對的空間位置，可以得到180°的本征相移，利用的原理類似于寬帶圓極化陣列中常用的順序旋轉(zhuǎn)（SR）技術(shù)?？臻g相移的引入能夠帶來兩個好處：一種是在寬帶寬上穩(wěn)定的相位差（180°）；另一種是與180°相位延遲線相比，結(jié)構(gòu)相對緊湊。除了1比特磁電偶極子外，還設(shè)計了一個小型化RTPS，來提供額外的8個離散相位狀態(tài)。所形成的數(shù)字編碼輻射單元，能夠以22.5°的步長實現(xiàn)337.5°相移。在此基礎(chǔ)上，基于數(shù)字編碼輻射單元設(shè)計了一種沿H平面的4比特可重構(gòu)天線陣列。為了實現(xiàn)較低的副瓣電平，利用泰勒線源方法計算出1:16的功率分壓器來饋電陣列。文章所提出的4比特陣列天線具有平面可重構(gòu)，陣列重量輕、成本低、外形小的優(yōu)點。此外，仿真和實際測量結(jié)果都驗證了其優(yōu)良的掃描性能、高增益、低副瓣和寬頻帶特性。

二、數(shù)字編碼輻射元件

（一）1比特ME偶極子

1比特磁電偶極子的幾何結(jié)構(gòu)和參數(shù)如圖1所示。偶極子由輻射層和饋電層組成，輻射層的基底由厚1.524 mm的Rogers RO4350B和厚0.254 mm的RO4450F混壓組成。饋電層的基底是厚0.254 mm的Rogers RO4350B。輻射層和饋電層通過金屬接地相連，并通過厚0.2 mm的RO4450F連接在一起。在圖1（a）和（b）中，偶極子由4個方形貼片、4個金屬通孔和一個π形探針組成。4個方形貼片位于金屬地上方λ/4處（λ是12 GHz處的介質(zhì)波長），它們的邊長為l，并作為沿x軸的兩個平面電偶極子。每個方形貼片都通過一個半徑為R1的通孔，連接到金屬接地面。這4個金屬通孔與金屬接地可以等效為磁偶極子。它們形成回路電流并沿y軸通過金屬片之間的兩個孔輻射。用π形探針為磁電偶極子饋電，該偶極子由兩個半徑為R2的對稱可切換探針和尺寸為l2×w2的矩形貼片組成。圖1（c）顯示了金屬接地面，被挖空部分的半徑為R3。為了在兩個饋電探頭之間切換，π形探針連接到饋電層上的單刀雙擲（SPDT）開關(guān)，其詳細布局如圖1（d）所示。SPDT開關(guān)具有兩個可切換端口，通過將兩個pin二極管（W）集成到寬度為w3的微帶線上，當向pin二極管提供正或負直流（DC）電壓時，兩個端口可以分別接通。

圖1 提出的1比特ME偶極子的幾何構(gòu)型。

（a）三維視圖；（b）頂視圖；（c）金屬地；（d）底視圖。

在CST公司進行了ME偶極子的嚴格建模并進行仿真。在仿真中，pin二極管被設(shè)置為集總電路元件，等效電路在ON和OFF狀態(tài)下的并聯(lián)電阻（R）-電感（L）-電容（C）（RLC）參數(shù)分別為R= 15 Ω，L= 1187 nH，C= 1.29 pF和R= 4000 Ω，L= 2250 nH，C= 0.028 pF。在此簡要介紹pin二極管電路參數(shù)值的提取方法。首先用測試儀器測量二極管開關(guān)狀態(tài)下的振幅和相位。其次利用由電阻R、電感L和電容C組成的等效電路模型來表征pin二極管。最后將等效電路模型的幅值和相位結(jié)果擬合到ADS電路仿真軟件中，并獲得相關(guān)的電路參數(shù)值。由于ADS中的等效電路模型優(yōu)化是在較寬的頻帶內(nèi)進行的，因此可以在相應(yīng)的頻帶內(nèi)保證模型的準確性。1比特ME偶極子有兩種不同的工作狀態(tài)。當端口1關(guān)閉而端口2打開時，定義為“0”狀態(tài)，而“1”狀態(tài)則相反。兩種狀態(tài)的仿真結(jié)果|S11|如圖2（a）所示，由于結(jié)構(gòu)具有對稱性，兩種狀態(tài)的|S11|完全相同。此外兩種狀態(tài)下都可以獲得36.2%的寬阻抗帶寬（9.5~13.7 GHz, |S11| < -10 dB）。

圖2 1比特ME偶極子的仿真性能。

（a）兩種狀態(tài)下的仿真|S11|；（b）“0”和“1”兩種狀態(tài)下的相位差；（c）12 GHz時“0”狀態(tài)下的仿真表面電流分布；（d）12 GHz時“1”狀態(tài)下的仿真表面電流。

為了研究仿真中兩種狀態(tài)之間的相位差，在偶極子的遠場區(qū)域放置一個x方向的探針來觀察其電場。如圖2（b）所示，能夠得到180°相位差。此外由于使用了空間相移，相位差在寬頻帶內(nèi)是穩(wěn)定的。圖2（c）和（d）顯示了12 GHz時兩種狀態(tài)偶極上的表面電流分布?？梢钥闯觥?”和“1”狀態(tài)的電流方向在同一時刻（t= 0）正好相反，這進一步證明了兩種狀態(tài)之間存在180°的相位差。圖3（a）和（b）顯示了磁電偶極子在“0”狀態(tài)下工作時12 GHz的輻射圖。對于E面和H面，側(cè)面輻射圖是對稱的，3 dB波束寬度分別為86°和94°。仿真實現(xiàn)的增益高達5.5 dBi，交叉極化電平小于-30 dB。從圖3（c）可以看出，增益在10 ~ 13 GHz范圍內(nèi)是穩(wěn)定的，變化小于1 dB。在工作頻帶的主要部分，前后比大于15 dB。在高頻帶附近，該比率下降到13 dB。圖3（c）中前后比的變化是由兩個原因引起的，一個是饋電網(wǎng)絡(luò)的反射，另一個是如圖1（c）所示的有凹槽的地面，導(dǎo)致輻射向后向區(qū)域泄漏。常用封裝的微帶線饋電網(wǎng)絡(luò)的方法來解決這一問題。雖然前后比隨著頻率變化，但在整個頻帶內(nèi)值仍然足夠大，即輻射到后向區(qū)域的功率非常小。因此增益結(jié)果沒有顯著變化。如圖3（d）所示，在12 GHz時1比特ME偶極子的輻射效率為0.8。

圖3 1比特ME偶極子仿真輻射性能。

（a）12 GHz時E面方向圖；（b）12 GHz時H面方向圖；（c）增益和前后比；（d）輻射效率。

（二）小型RTPS

除了1比特ME偶極子外，本次還設(shè)計了一個小型化RTPS，為4位數(shù)字編碼輻射元件提供需要的相移。與其他兩種類型的無源移相器——負載傳輸線和交換網(wǎng)絡(luò)相比，RTPS在插入損耗和相位變化范圍之間表現(xiàn)出良好的折中。圖4（a）顯示了小型化RTPS，該RTPS由改進的3-dB支線耦合器組成，該耦合器在其直通端口和耦合端口處連接有兩個相同的負載。由于緊湊性對移相器至關(guān)重要，RTPS的兩條四分之一波長傳輸線采用彎折線來實現(xiàn)小型化。因此RTPS的尺寸可以減小到0.18λ0× 0.21λ0，其中，λ0是12 GHz處的自由空間波長。RTPS的每個負載由兩個并聯(lián)的變?nèi)荻O管和一根對地短路的傳輸線組成。線路的特性阻抗和電長度為Z1和θ1。在仿真中變?nèi)荻O管等效為電容C與電阻R串聯(lián)，電阻R是RTPS損耗的主要原因。設(shè)計的RTPS是一個雙端口網(wǎng)絡(luò)，其散射矩陣具有以下形式：

? ???（1）

式中，Г是加載端口處的反射系數(shù)。因此RTPS的S21等于-iГ，然后通過以下公式獲得插入損耗：

? ??（2）

RTPS的相移?φ的計算公式如下：

? ? （3）

和

? ??（4）

根據(jù)文獻，插入損耗是R的函數(shù)，當R值不大時，插入損耗隨著R的減小而減小。因此兩個變?nèi)荻O管分別并聯(lián)使用以減少總寄生電阻，從而減少RTPS的插入損耗。此外，已經(jīng)確定相移?φ是θ1、z1和C的函數(shù)。如果負載中傳輸線的參數(shù)固定，相移則由C的范圍確定。

圖4 所提出RTPS的幾何構(gòu)型和性能。

（a）頂視圖；（b）對于Cmin和Cmax的∠S21；（c）對于Cmin和Cmax的|S11|；（d）對于Cmin和Cmax的|S21|。w3= 0.52 mm,w4= 4.5 mm,w5= 0.15 mm,w6= 0.43 mm,w7= 0.95 mm,l4= 5.4 mm,l5= 1.9 mm,z1= 97Ω,θ1= 44°。

在CST仿真軟件中優(yōu)化了RTPS的結(jié)構(gòu)參數(shù)，最終的設(shè)計幾何結(jié)構(gòu)如圖4所示。在仿真中變?nèi)荻O管的等效電阻R設(shè)置為6 Ω，電容C在0.048~0.190 pF的范圍內(nèi)變化。如圖4（b）所示，當電容從最小值0.048 pF（15 V）變化到最大值0.190 pF（0 V）時，12 GHz下RTPS的仿真相移為173°。仿真中，反射系數(shù)Cmin和Cmax如圖4（c）所示，其重疊阻抗帶寬為13.3%，|S11|小于-10 dB（從11.1 GHz到12.7 GHz）。從圖4（d）中可以看出Cmin和Cmax分別為0.85 dB和1.6 dB。此外，插入損耗隨著頻率的增加而增加。

對于4位可重構(gòu)陣列，每個數(shù)字編碼輻射單元的量化相位數(shù)為16。0°和180°的兩個相位狀態(tài)由1比特ME偶極子提供；因此，RTPS只需要提供另外8個相位狀態(tài)。RTPS的仿真和實測相移在0°~180°范圍內(nèi)歸一化，然后數(shù)字量化為8個相態(tài)。每個相鄰狀態(tài)的相位差約為22.5°，如圖5（a）所示。相應(yīng)的仿真和實測的插入損耗如圖5（b）所示?？梢钥闯?，這兩個結(jié)果基本一致，但實測結(jié)果表明插入損耗較高。這可能是由于實驗中變?nèi)荻O管等效器件的偏差以及印刷電路板（PCB）原型和焊接引起的寄生效應(yīng)。測得的最小和最大插入損耗分別為1.0 dB和2.4 dB，這對于實際移相器設(shè)計是可以接受的?；贛E偶極子和RTPS，數(shù)字編碼輻射單元的16個量化相位狀態(tài)列于表1中。

圖5 在12 GHz時8種狀態(tài)的仿真和測試性能。

（a）仿真和測試∠S21；（b）仿真和測試|S21|。

表1 16種相位狀態(tài)的數(shù)字編碼輻射單元

三、平面4比特可重構(gòu)天線陣列

基于上述的數(shù)字編碼輻射單元，設(shè)計了一個平面4比特可重構(gòu)天線陣列，提出了一個1:16功率分配器為陣列饋電。如圖6（a）所示，功率分配器為并聯(lián)饋電配置，設(shè)計基于接地共面波導(dǎo)（GCPW）。與微帶線相比，GCPW傳輸線具有幾個優(yōu)點，包括低輻射損耗、低表面波損耗和高機械強度。為了與微波連接器（SMA）和輻射元件的阻抗匹配，在功率分配器的輸入和輸出端口，引入GCPW到微帶的過渡?？紤]到輸出端口之間的隔離和結(jié)構(gòu)的緊湊性，功率分配器的輸入級使用威爾金森功率分配器，其他級使用T結(jié)分配器。為了實現(xiàn)陣列的低副瓣電平，1:16功率分配器采用不相等的功率分配，從而在陣列上從中心到末端產(chǎn)生錐形振幅分布。振幅分布計算采用泰勒線源法，目標旁瓣電平和均勻旁瓣數(shù)分別為-25 dB和4 dB。表2提供了12 GHz功率分配器的計算、仿真和測量振幅分布。由于結(jié)構(gòu)的對稱性，僅給出了一半端口的結(jié)果。從表中可以看出，這三組數(shù)據(jù)非常一致。圖6（c）顯示了功率分配器的仿真和測量反射系數(shù)。結(jié)果表明，這兩個結(jié)果通常相互匹配，但由于制造和焊接中的誤差，測量值在11.1 GHz和12.0 GHz左右增加。此外，12 GHz下8個端口之間的仿真和測量相位差分別為6°和17°。由于測量的相位誤差部分是由SMA連接器的焊接引起的，因此當功率分配器直接用于陣列中時，相位誤差可能較小。

圖6 所提出的4比特陣列圖（只有一半被展示）以及1分16功率分配器的|S11|。

（a）底視圖；（b）頂視圖；（c）功率分配器的仿真和測試|S11|。

表2 12 GHz時功率分配器的計算、仿真及測量幅度分布

如圖6（a）和（b）所示，在陣列的每一行中，并聯(lián)使用兩個1比特ME偶極子，并由雙向等分功率分配器饋電。在每行中使用平行ME偶極子的目的是增加陣列的增益。微型化RTPS與并行ME偶極子集成，從而構(gòu)成數(shù)字編碼輻射單元。16個數(shù)字編碼輻射單元沿H平面（y?o?z平面）排列，將所提出的1:16功率分配器級聯(lián)到它們，從而形成完整的4位陣列。為了激活pin和變?nèi)荻O管，在每個輻射單元中引入兩組直流偏置電路，其中偏置電路（如圖中紅色虛線圓圈所示）向1-bi tME偶極子提供直流電壓，另一組（如藍色虛線圓圈中所示）用于RTPS。為了隔離直流和射頻（RF）信號，每個單元中使用了6個100 pF芯片電容器。利用CST仿真軟件對直流偏置電路的幾何結(jié)構(gòu)和芯片電容器的位置進行了很好的優(yōu)化，以確保它們對陣列性能的影響很小。

為了將主波束引導(dǎo)到指定方向，應(yīng)計算4比特陣列上的量化相位分布。假設(shè)陣列被掃描到一個角度θ，那么陣列上第n個單元所需的相位可以表示如下：

? （5）

? ?（6）

因此第n個單元電池的計算如下：

? ?（7）

盡管上述數(shù)字編碼方法為可重構(gòu)波束控制提供了簡化方案，但仍會引入量化誤差。此外，單元間存在耦合效應(yīng)，這也會影響陣列的輻射性能。因此，需要進一步優(yōu)化陣列的編碼序列。采用粒子群優(yōu)化算法對編碼序列進行優(yōu)化。將由等式（6）計算的代碼作為初始輸入值θ被設(shè)置為優(yōu)化目標。表3給出了不同掃描角度下陣列的最終優(yōu)化編碼序列。為簡單起見，此處僅顯示了陣列從0°掃描到45°的情況，由于陣列輻射層的對稱性，忽略了掃描到負角度的情況。圖7（a）繪制了12 GHz下H平面中掃描光束的模擬輻射圖案。寬邊方向的實現(xiàn)增益為15.7 dBi，45°光束的掃描增益損失為2.6 dB。在20°掃描角下，最高副瓣電平為-16.4 dB，后瓣電平低于-29 dB。圖7（b）示出了模擬的交叉極化（y極化）電平，其保持低于-23 dB。

表3 12 GHz時不同掃描角度下陣列的編碼序列

圖7 12 GHz時H面掃描波束的仿真輻射方向圖。

（a）仿真共極化輻射方向圖；（b）仿真交叉極化輻射方向圖。

四、實驗驗證

為了驗證擬議設(shè)計的性能，采用標準PCB技術(shù)做出了實物。該實物尺寸為9.70λ0× 2.00λ0× 0.15λ0，其中，λ0是12 GHz處的自由空間波長。陣列實物的照片和放大視圖如圖8（a）和（b）所示。在消聲室中對制作的陣列進行測量；詳細的實驗配置如圖8（c）所示。該陣列用4個M2尼龍螺釘安裝在丙烯酸支架上，該支架固定在測試轉(zhuǎn)臺上。通過使用杜邦線，向陣列提供直流偏置電壓，以獨立控制pin和變?nèi)荻O管的狀態(tài)。如圖8（c）中的插圖所示，直流電壓源是一個三輸出直流電源（IT6302型，ITECH），其中兩個通道連接到一個試驗板，該試驗板利用雙列直插式封裝（DIP）開關(guān)控制pin二極管的狀態(tài)。剩余的通道連接到一個PCB，該PCB使用變阻器控制變?nèi)荻O管的狀態(tài)。因此，陣列中每個輻射單元的數(shù)字狀態(tài)可以單獨調(diào)整。如圖8（c）中的插圖所示，工作頻率為9.8~15 GHz的喇叭用作接收天線。

圖8 （a）制作陣列樣品的底視圖；（b）頂視圖；（c）在微波暗室的實驗場景；（d）主波束的仿真和測試|S11|；（e）主波束的仿真以及測量共極化輻射方向圖。

圖8（d）顯示了仿真和測量結(jié)果在10~14 GHz的0°掃描角度下陣列的|S11|。在頻帶的主要部分中|S11|低于-10 dB，在11.1 GHz左右略微惡化。寬邊光束的仿真和測量的共極化結(jié)果顯示在圖8（e）中，由結(jié)果可以看出它們是一致的?？梢钥闯龇抡婧蜏y量的3 dB波束寬度分別為7.5°和6.7°。測量的實現(xiàn)增益為13.4 dBi，比仿真增益低2.3 dB。從0°到45°的測量輻射方向圖如圖9所示，結(jié)果驗證了陣列的良好掃描性能。旁瓣電平低于-14.3 dB，該值略低于圖7（a）中的仿真結(jié)果，這主要是兩個原因：RTPS的插入損耗變化以及1:16功率分配器的相位誤差。此外，測得的交叉極化和后瓣電平分別優(yōu)于-23 dB和-25 dB。圖10中繪制了感興趣的頻帶內(nèi)正出射波束的增益和效率。可以確定測量的3 dB增益帶寬范圍為10~13 GHz（25%）。此外，12 GHz下的仿真效率和測量效率分別為41.7%和24.5%。

圖9 12 GHz時H面測試的掃描波束輻射方向圖。

（a）測試共極化輻射方向圖；（b）測試交叉極化輻射方向圖。

圖10 （a）在感興趣頻帶內(nèi)正出射波束仿真和測量增益；

（b）在感興趣頻帶內(nèi)正出射波束仿真和測量輻射效率。

應(yīng)該指出的是，測量的增益和效率值在11.1 GHz左右下降，這是由天線|S11|惡化引起的。如前所述，與仿真輻射效率相比，測量值的降低可歸因于測量中的額外損失，這與圖8（e）中的結(jié)果一致。表4提供了12 GHz正出射波束的增益損耗分析；可以確定差異是由以下因素引起的。首先，在測量中存在SMA連接器的損耗，這在仿真中不存在，損耗值約為0.5 dB；其次，在仿真中實際pin和變?nèi)荻O管由簡單的RLC電路建模，導(dǎo)致仿真損耗與1位ME偶極子和RTPS的測量損耗之間存在差異；再次，功率分配器的仿真和測量結(jié)果之間存在0.8 dB的差異，這是由工藝誤差引起的；最后，介電常數(shù)的漂移及喇叭與天線陣列之間的錯位也會導(dǎo)致?lián)p耗差異。因此，通過采用更精確的pin和變?nèi)荻O管模型，利用更精細的工藝技術(shù)，并優(yōu)化未來的實驗裝置，可以改善效率偏差。此外，為了提高測量效率，可以使用更好的pin和變?nèi)荻O管，應(yīng)用串聯(lián)饋電而不是并聯(lián)饋電也有助于提高效率，但這將犧牲陣列的帶寬。

表4 12 GHz時主波束的增益損耗分析

圖11（a）比較了45°掃描范圍內(nèi)12 GHz下的仿真和測量增益。測量增益隨著掃描角度的增大而減小，H平面45°光束的掃描增益損失為2.7 dB。天線之間的耦合對陣列非常重要，因為它會影響輻射性能，如增益、旁瓣電平和掃描角范圍。為了研究天線陣列的耦合，移除了圖6所示陣列的功率分配器；然后，只有端口8被激活。單元之間的耦合結(jié)果繪制在圖11（b）中。結(jié)果表明，在感興趣的頻帶內(nèi)，天線之間的耦合很小，在12 GHz下該值低于-30 dB。如前所述，功率分配器由GCPW組成，不同端口之間的串擾較小。因此，整個陣列的耦合很小。表5總結(jié)了12 GHz下陣列掃描波束的信息。從表中可以看出，波束指向誤差在0.8°以內(nèi)?？傊岢龅钠矫?位可重構(gòu)天線陣列具有良好的性能，包括出色的掃描能力、高增益、低旁瓣和寬帶寬。

圖11 （a）不同掃描角度下的仿真和測量增益；（b）天線陣列之間的耦合。

表5 12 GHz時H面陣列掃描角度的信息

五、結(jié)論

信息超表面的標志性特征是使用數(shù)字狀態(tài)，如“0”和“1”來表示不同的電磁響應(yīng)，如相位響應(yīng)。基于這種設(shè)計思想，提出了一種由數(shù)字編碼輻射單元組成的平面4位可重構(gòu)天線陣列。設(shè)計的數(shù)字編碼輻射元件由1比特ME偶極子和微型RTPS組成，可為陣列提供16個22.5°間隔的數(shù)字狀態(tài)。此外，利用基于泰勒孔徑分布的1:16功率分配器為陣列饋電。制作了陣列實物并進行了測試，測試結(jié)果與仿真結(jié)果吻合良好。H平面主瓣的掃描范圍為±45°，波束指向誤差小于0.8°。測量的最大實現(xiàn)增益為13.4 dBi，在12 GHz下相應(yīng)的輻射效率為24.5%。此外，45°光束的掃描增益損失為2.7 dB，獲得了良好的旁瓣和交叉極化水平，其值分別低于-14.3 dB和-23 dB。由于使用了ME偶極子，陣列天線的后瓣電平大于-25 dB，測得的正出射寬邊波束3 dB增益帶寬為25%。該陣列天線具有良好的掃描和輻射特性、重量輕、成本低、剖面小等突出特點，有望在雷達和無線通信系統(tǒng)中獲得重要應(yīng)用。

作者介紹

崔鐵軍

電磁場與微波技術(shù)專家，中國科學(xué)院院士。?

主要從事電磁超材料和計算電磁學(xué)的研究。

審核編輯：湯梓紅