詳解大功率電源中MOSFET功耗的計算

功率MOSFET是便攜式設備中大功率開關電源的主要組成部分。此外，對于散熱量極低的筆記本電腦來說，這些MOSFET是最難確定的元件。本文給出了計算MOSFET功耗以及確定其工作溫度的步驟，并通過多相、同步整流、降壓型CPU核電源中一個30A單相的分布計算示例，詳細說明了上述概念。

也許，今天的便攜式電源設計者所面臨的最嚴峻挑戰(zhàn)就是為當今的高性能CPU提供電源。CPU的電源電流最近每兩年就翻一番。事實上，今天的便攜式核電源電流需求會高達60A或更多，電壓介于0.9V和1.75V之間。但是，盡管電流需求在穩(wěn)步增長，留給電源的空間卻并沒有增加—這個現(xiàn)實已達到了熱設計的極限甚至超出。

如此高電流的電源通常被分割為兩個或更多相，每一相提供15A到30A。這種方式使元件的選擇更容易。例如，一個60A電源變成了兩個30A電源。但是，這種方法并沒有額外增加板上空間，對于熱設計方面的挑戰(zhàn)基本上沒有多大幫助。

在設計大電流電源時，MOSFET是最難確定的元件。這一點在筆記本電腦中尤其顯著，這樣的環(huán)境中，散熱器、風扇、熱管和其它散熱手段通常都留給了CPU。這樣，電源設計常常要面臨狹小的空間、靜止的氣流以及來自于附近其它元件的熱量等不利因素的挑戰(zhàn)。而且，除了電源下面少量的印制板銅膜外，沒有任何其它手段可以用來協(xié)助耗散功率。

在挑選MOSFET時，首先是要選擇有足夠的電流處理能力，并具有足夠的散熱通道的器件。最后還要量化地考慮必要的熱耗和保證足夠的散熱路徑。本文將一步一步地說明如何計算這些MOSFET的功率耗散，并確定它們的工作溫度。然后，通過分析一個多相、同步整流、降壓型CPU核電源中某一個30A單相的設計實例，進一步闡明這些概念。

計算MOSFET的耗散功率

為了確定一個MOSFET是否適合于某特定應用，你必須計算一下其功率耗散，它主要包含阻性和開關損耗兩部分：

PD_{DEVICE TOTAL} = PD_RESISTIVE + PD_SWITCHING

由于MOSFET的功率耗散很大程度上依賴于它的導通電阻(R_DS(ON))，計算R_DS(ON)看上去是一個很好的出發(fā)點。但是MOSFET的R_DS(ON)與它的結溫(TJ)有關。話說回來，T_J又依賴于MOSFET的功率耗散以及MOSFET的熱阻(Θ_JA)。這樣，似乎很難找到一個著眼點。由于功率耗散的計算涉及到若干個相互依賴的因素，我們可以采用一種迭代過程獲得我們所需要的結果(圖1)。

圖1. 該流程圖展示了選擇各MOSFET (同步整流器和開關MOSFET)的迭代過程。在這個過程中，各MOSFET的結溫為假設值，兩個MOSFET的功率耗散和允許環(huán)境溫度通過計算得出。當允許的環(huán)境溫度達到或略高于我們所期望的機箱內最高溫度時(機箱內安裝了電源及其所驅動的電路)，這個過程就結束了。

迭代過程始于為每個MOSFET假定一個結溫，然后，計算每個MOSFET各自的功率耗散和允許的環(huán)境溫度。當允許的環(huán)境氣溫達到或略高于電源及其所驅動的電路所在的機殼的期望最高溫度時，這個過程便結束了。

有些人總試圖使這個計算所得的環(huán)境溫度盡可能高，但通常這并不是一個好主意。這樣作就要求采用更昂貴的MOSFET，在MOSFET下鋪設更多的銅膜，或者要求采用一個更大、更快速的風扇產生氣流—所有這些都不是我們所期望的。

從某種意義上講，先假定一個MOSFET結溫，然后再計算環(huán)境溫度，這是一種逆向的考慮方法。畢竟環(huán)境溫度決定了MOSFET的結溫—而不是相反。不過，從一個假定的結溫開始計算要比從環(huán)境溫度開始容易一些。

對于開關MOSFET和同步整流器，我們可以選擇一個最大允許的管芯結溫(T_J(HOT))作為迭代過程的出發(fā)點。多數(shù)MOSFET的數(shù)據資料只規(guī)定了+25°C下的最大R_DS(ON)，不過最近有些MOSFET文檔也給出了+125°C下的最大值。MOSFET的R_DS(ON)隨著溫度而增加，典型溫度系數(shù)在0.35%/°C至0.5%/°C之間(圖2)。

圖2. 典型功率MOSFET的導通電阻的溫度系數(shù)在0.35%每度(綠線)至0.5%每度(紅線)之間

如果拿不準，可以用一個較差的溫度系數(shù)和MOSFET的+25°C規(guī)格(或+125°C規(guī)格，如果有的話)近似估算在選定的T_J(HOT)下的最大R_DS(ON)：

R_DS(ON)HOT = R_DS(ON)SPEC [1 + 0.005 × (T_J(HOT) - T_SPEC)]

其中，R_DS(ON)SPEC是計算所用的MOSFET導通電阻，T_SPEC是規(guī)定R_DS(ON)SPEC時的溫度。利用計算出的R_DS(ON)HOT，可以確定同步整流器和開關MOSFET的功率消耗，具體做法如下所述。

在下面的章節(jié)中，我們將討論如何計算各個MOSFET在給定的管芯溫度下的功率消耗，以及完成迭代過程的后續(xù)步驟(整個過程詳述于圖1)。

同步整流器的功耗

除最輕負載以外，各種情況下同步整流器MOSFET的漏-源電壓在打開和關閉過程中都會被續(xù)流二極管鉗位。因此，同步整流器幾乎沒有開關損耗，它的功率消耗很容易計算。只需要考慮阻性損耗即可。

最壞情況下的損耗發(fā)生在同步整流器工作在最大占空比時，也就是當輸入電壓達到最大時。利用同步整流器的R_DS(ON)HOT和工作占空比，通過歐姆定律，我們可以近似計算出它的功率消耗：

PD_{SYNCHRONOUS RECTIFIER} = [I_LOAD2 × R_DS(ON)HOT] × [1 - (V_OUT/V_INMAX)]

開關MOSFET的功耗

開關MOSFET的阻性損耗計算和同步整流器非常相似，也要利用它的占空比(不同于前者)和R_DS(ON)HOT：

PD_RESISTIVE = [I_LOAD2 × R_DS(ON)HOT] × (V_OUT/V_IN)

開關MOSFET的開關損耗計算起來比較困難，因為它依賴于許多難以量化并且通常沒有規(guī)格的因素，這些因素同時影響到打開和關閉過程。我們可以首先用以下粗略的近似公式對某個MOSFET進行評價，然后通過實驗對其性能進行驗證：

PD_SWITCHING = (C_RSS × V_IN2 × f_SW × I_LOAD)/I_GATE

其中C_RSS是MOSFET的反向傳輸電容(數(shù)據資料中的一個參數(shù))，f_SW為開關頻率，I_GATE是MOSFET的柵極驅動器在MOSFET處于臨界導通(V_GS位于柵極充電曲線的平坦區(qū)域)時的吸收/源出電流。

一旦基于成本因素將選擇范圍縮小到了特定的某一代MOSFET (不同代MOSFET 的成本差別很大)，我們就可以在這一代的器件中找到一個能夠使功率耗散最小的器件。這個器件應該具有均衡的阻性和開關損耗。使用更小(更快)的MOSFET所增加的阻性損耗將超過它在開關損耗方面的降低，而更大(R_DS(ON)更低) 的器件所增加的開關損耗將超過它對于阻性損耗的降低。

如果V_IN是變化的，需要在V_IN(MAX)和V_IN(MIN)下分別計算開關MOSFET的功率耗散。MOSFET功率耗散的最壞情況可能會出現(xiàn)在最低或最高輸入電壓下。該耗散功率是兩種因素之和：在V_IN(MIN)時達到最高的阻性耗散(占空比較高)，以及在V_IN(MAX)時達到最高的開關損耗(由于V_IN2項的緣故)。一個好的選擇應該在V_IN的兩種極端情況下具有大致相同的耗散，并且在整個VI_N范圍內保持均衡的阻性和開關損耗。

如果損耗在V_IN(MIN)時明顯高出，則阻性損耗起主導作用。這種情況下，可以考慮用一個更大一點的開關MOSFET (或將一個以上的多個管子相并聯(lián))以降低R_DS(ON)。但如果在V_IN(MAX)時損耗顯著高出，則應該考慮降低開關MOSFET的尺寸(如果是多管并聯(lián)的話，或者去掉一個MOSFET)，以便使其開關速度更快一點。

如果阻性和開關損耗已達平衡，但總功耗仍然過高，有多種辦法可以解決：

• 改變問題的定義。例如，重新定義輸入電壓范圍。

• 改變開關頻率以便降低開關損耗，有可能使用更大一點的、R_DS(ON)更低的開關MOSFET。

• 增加柵極驅動電流，有可能降低開關損耗。MOSFET自身的內部柵極電阻最終限制了柵極驅動電流，實際上限制了這種方法的有效性。

• 采用一個改進技術的MOSFET，以便同時獲得更快的開關速度、更低的R_DS(ON)和更低的柵極電阻。

脫離某個給定的條件對MOSFET的尺寸作更精細的調整是不大可能的，因為器件的選擇范圍是有限的。選擇的底線是MOSFET在最壞情況下的功耗必須能夠被耗散掉。

熱阻

下一步是要計算每個MOSFET周圍的環(huán)境溫度，在這個溫度下，MOSFET結溫將達到我們的假定值(按照前面圖1所示的迭代過程，確定合適的MOSFET來作為同步整流器和開關MOSFET)。為此，首先需要確定每個MOSFET結到環(huán)境的熱阻(Θ_JA)。

熱阻的估算可能會比較困難。單一器件在一個簡單PCB上的Θ_JA測算相對容易一些，而要在一個系統(tǒng)內去預測實際電源的熱性能是很困難的，那里有許多熱源在爭奪有限的散熱通道。如果有多個MOSFET被并聯(lián)使用，其整體熱阻的計算方法，和計算兩個以上并聯(lián)電阻的等效電阻一樣。

我們可以從MOSFET的Θ_JA規(guī)格開始。對于單一管芯、8引腳封裝的MOSFET來講，Θ_JA通常接近于62°C/W。其他類型的封裝，有些帶有散熱片或裸露的導熱片，其熱阻一般會在40°C/W至50°C/W (表1)。

表1. MOSFET封裝的典型熱阻

可以用下面的公式計算MOSFET的管芯相對于環(huán)境的溫升：

T_J(RISE) = PD_{DEVICE TOTAL} × Θ_JA

接下來，計算導致管芯達到預定T_J(HOT)時的環(huán)境溫度：

T_AMBIENT = T_J(HOT) - T_J(RISE)

如果計算出的T_AMBIENT低于機殼的最大額定環(huán)境溫度(意味著機殼的最大額定環(huán)境溫度將導致MOSFET的預定T_J(HOT)被突破)，必須采用下列一條或更多措施：

• 升高預定的T_J(HOT)，但不要超出數(shù)據手冊規(guī)定的最大值。

• 選擇更合適的MOSFET以降低MOSFET的功耗。

• 通過增加氣流或MOSFET周圍的銅膜降低Θ_JA。

重算T_AMBIENT (采用速算表可以簡化計算過程，經過多次反復方可選出一個可接受的設計)。另一方面，如果計算出的T_AMBIENT高出機殼的最大額定環(huán)境溫度很多，可以采取下述可選步驟中的任何一條或全部：

• 降低預定的T_J(HOT)。

• 減小專用于MOSFET散熱的覆銅面積。

• 采用更廉價的MOSFET。

最后這幾個步驟是可選的，因為在此情況下MOSFET不會因過熱而損壞。不過，通過這些步驟，只要保證T_AMBIENT高出機殼最高溫度一定裕量，我們可以降低線路板面積和成本。

上述計算過程中最大的誤差源來自于Θ_JA。你應該仔細閱讀數(shù)據資料中有關Θ_JA規(guī)格的所有注釋。一般規(guī)范都假定器件安裝在1in2的2oz銅膜上。銅膜耗散了大部分的功率，不同數(shù)量的銅膜Θ_JA差別很大。例如，帶有1in2銅膜的D-Pak封裝Θ_JA會達到50°C/W。但是如果只將銅膜鋪設在引腳的下面，Θ_JA將高出兩倍(表1)。

如果將多個MOSFET并聯(lián)使用，Θ_JA主要取決于它們所安裝的銅膜面積。兩個器件的等效Θ_JA可以是單個器件的一半，但必須同時加倍銅膜面積。也就是說，增加一個并聯(lián)的MOSFET而不增加銅膜的話，可以使R_DS(ON)減半但不會改變Θ_JA很多。

最后，Θ_JA規(guī)范通常都假定沒有任何其它器件向銅膜的散熱區(qū)傳遞熱量。但在高電流情況下，功率通路上的每個元件，甚至是PCB引線都會產生熱量。為了避免MOSFET過熱，需仔細估算實際情況下的Θ_JA，并采取下列措施：

• 仔細研究選定MOSFET現(xiàn)有的熱性能方面的信息。

• 考察是否有足夠的空間，以便設置更多的銅膜、散熱器和其它器件。

• 確定是否有可能增加氣流。

• 觀察一下在假定的散熱路徑上，是否有其它顯著散熱的器件。

• 估計一下來自周圍元件或空間的過剩熱量或冷量。

設計實例

圖3所示的CPU核電源提供1.5V/60A輸出。兩個工作于300kHz的相同的30A功率級總共提供60A輸出電流。MAX1544 IC驅動兩級電路，采用180°錯相工作方式。該電源的輸入范圍7V至24V，機殼的最大額定環(huán)境溫度為+60°C。

圖3. 該降壓型開關調節(jié)器中的MOSFET經由本文所述的迭代過程選出。板級設計者通常采用該類型的開關調節(jié)器驅動今天的高性能CPU。

同步整流器由兩片并聯(lián)的IRF6603 MOSFET組成，組合器件的最大R_DS(ON)在室溫下為2.75mΩ，在+125°C (預定的T_J(HOT))下近似為4.13mΩ。在最大占空比94%，30A負載電流，以及4.13mΩ最大R_DS(ON)時，這些并聯(lián)MOSFET的功耗大約為3.5W。提供2in2銅膜來耗散這些功率，總體Θ_JA大約為18°C/W，該熱阻值取自MOSFET的數(shù)據資料。組合MOSFET的溫升將接近于+63°C，因此該設計應該能夠工作在最高+60°C的環(huán)境溫度下。

開關MOSFET由兩只IRF6604 MOSFET并聯(lián)組成，組合器件的最大R_DS(ON)在室溫下為6.5mΩ，在+125°C (預定的T_J(HOT))下近似為9.75mΩ。組合后的C_RSS為380pF。MAX1544的1Ω高邊柵極驅動器可提供將近1.6A的驅動。V_IN = 7V時，阻性損耗為1.63W，而開關損耗近似為0.105W。輸入為V_IN = 24V時，阻性損耗為0.475W 而開關損耗近似為1.23W?？倱p耗在各輸入工作點大致相等，最壞情況(最低V_IN)下的總損耗為1.74W。

28°C/W的Θ_JA將產生+46°C的溫升，允許工作于最高+80°C的環(huán)境溫度。若環(huán)境溫度高于封裝的最大規(guī)定溫度，設計人員應考慮減小用于MOSFET的覆銅面積，盡管該步驟不是必須的。本例中的覆銅面積只單獨考慮了MOSFET的需求。如果還有其它器件向這個區(qū)域散熱的話，可能還需要更多的覆銅面積。如果沒有足夠的空間增加覆銅，則可以降低總功耗，傳遞熱量到低耗散區(qū)，或者采用主動的辦法將熱量移走。

結論

熱管理是大功率便攜式設計中難度較大的領域之一。這種難度迫使我們有必要采用上述迭代過程。盡管該過程能夠引領板級設計者靠近最終設計，但是還必須通過實驗來最終確定設計流程是否足夠精確。計算MOSFET的熱性能，為它們提供足夠的耗散途徑，然后在實驗室中檢驗這些計算，這樣有助于獲得一個健壯的熱設計。

ADI 生產各種具有同步和非同步內部開關的高性能降壓開關穩(wěn)壓器IC和降壓開關控制器IC。這些開關穩(wěn)壓器可提供2 V至100 V的輸入電壓，開關頻率高達4 MHz，運行效率達96%。利用突發(fā)工作模式(Burst Mode)，可獲得幾十μA級的靜態(tài)電流。上述特性組合只需少量外部組件即可實現(xiàn)小尺寸薄型降壓開關穩(wěn)壓器電路方案。

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LT8471

具 2A 開關和同步功能的雙通道、多拓撲 DC/DC 轉換器

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LT8471 具有一個可調振蕩器，該振蕩器由一個布設在 RT 引腳和地之間的電阻器來設定。此外，LT8471 還可同步至一個外部時鐘。該器件的自由運行或同步開關頻率范圍可設定在 100kHz 至 2MHz 之間。

該器件集成了諸如頻率折返、軟起動和電源良好等其他特性。LT8471 采用 20 引腳 TSSOP 封裝和 28 引腳 (4mm x 5mm) QFN 封裝。

應用

• 用于信號鏈路的雙軌電源

• 降壓 / 降壓、降壓 / 升壓、升壓 / 升壓、升壓 / 負輸出、負輸出 / 負輸出、降壓 / 負輸出

LT8471EFE#PBF，￥40.38- ￥71.20

LT8471EFE#TRPBF，￥38.89- ￥71.20

LT8471EUFD#PBF，￥40.38- ￥71.20

LT8471HFE#PBF，￥46.35- ￥73.18

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LT8471IUFD#PBF，￥44.43- ￥78.34

評估板DC1854A，￥1,060.93

LT8631

100V、1A 同步微功率降壓型穩(wěn)壓器

LT8631是一款電流模式PWM降壓型DC/DC轉換器，內置同步開關，可為輸出負載提供高達1A的電流。LT8631具有3V至100V寬輸入范圍，適合調節(jié)多種電源的功率，包括汽車和工業(yè)系統(tǒng)以及36V至72V電信電源。低紋波突發(fā)工作模式可在極低輸出電流下保持高效率，同時使輸出紋波保持在10mVP-P以下。支持通過電阻在100kHz至1MHz頻率范圍內進行編程，還具有同步功能，可實現(xiàn)高效率，并優(yōu)化外部組件尺寸。

軟啟動功能可控制輸出電壓的斜坡速率，消除啟動期間的輸入浪涌電流，并提供輸出跟蹤功能。當輸出電壓位于穩(wěn)壓輸出的±7.5%以內時，會發(fā)出電源良好指示信號。欠壓保護設置可通過EN/UV引腳進行編程。關斷模式可將總靜態(tài)電流降低至5μA以下。

LT8631采用20引腳TSSOP封裝，具有裸露焊盤，可實現(xiàn)低熱阻和高壓引腳間距。

應用

• 電信電源

• 分布式電源調節(jié)

LT8631EFE#PBF，￥38.84- ￥68.49

LT8631EFE#TRPBF，￥37.41- ￥68.49

LT8631HFE#PBF，￥44.67- ￥70.53

LT8631IFE#PBF，￥42.63- ￥75.16

LT8631IFE#TRPBF，￥41.06- ￥75.16

評估板DC2110A，￥534.39

LTC3312S

5V、雙通道6A/雙相12A降壓型DC/DC穩(wěn)壓器

LTC3312SA具有雙通道單芯片同步6A降壓型轉換器，這些轉換器采用4mm × 3mm封裝，適用于具有苛刻性能要求且節(jié)省空間的應用。兩個降壓轉換器在高達3MHz的開關頻率下使用恒定頻率峰值電流模式架構，可通過小型外部元件實現(xiàn)高效率和快速瞬態(tài)響應。LTC3312SA也可配置為單路輸出、2相12A降壓轉換器。

LTC3312SA可在強制連續(xù)或脈沖跳躍模式下工作以實現(xiàn)低噪聲，或在突發(fā)模式下工作以在輕負載條件時實現(xiàn)高效率。通用開關頻率可通過外部電阻編程設置為默認2MHz，或通過MODE/SYNC引腳與外部振蕩器同步。要降低輸入紋波電流，雙通道轉換器會錯相切換180度。

LTC3312SA具有2.25V至5.5V的輸入范圍，可將輸出調節(jié)至低至500mV。其他特性包括精密使能閾值、PGOOD信號、輸出過壓保護、熱關斷和輸出短路保護。也包含可編程軟啟動和溫度監(jiān)控輸出。該套件采用22引腳4mm × 3mm × 0.95mm纖薄LQFN封裝，并帶有裸露焊盤以降低熱阻。

應用

• 服務器、電信電源、光學網絡

• 分布式直流電源系統(tǒng)(POL)

• FPGA、ASIC、μP內核電源

• 工業(yè)/汽車/通信

LTC3312SAAV#PBF，￥29.93- ￥52.75

評估板DC3092A，￥1,062.35- ￥1,134.27

評估板DC3091A，￥1,062.35- ￥1,134.27

LTC3313

5V、15A同步降壓型Silent Switcher，采用3mm × 3mm LQFN封裝

LTC3313是一款非常小巧、低噪聲、單片式降壓型DC/DC轉換器，能夠從2.25V至5.5V輸入電源提供高達15A的輸出電流。該套件采用Silent Switcher架構，可在高達5MHz的開關頻率下實現(xiàn)低EMI和高效率。對于具有更高功率要求的系統(tǒng)，易于實現(xiàn)多相并行轉換器。

LTC3313采用恒定頻率、峰值電流模式控制架構，可實現(xiàn)快速瞬態(tài)響應。500mV基準電壓源可實現(xiàn)低電壓輸出。100%占空比操作，可實現(xiàn)低壓降。

其他功能包括輸出穩(wěn)壓時的電源良好信號、精密啟用閾值、輸出過壓保護、熱關斷、溫度監(jiān)視器、時鐘同步、模式選擇和輸出短路保護。該套件采用緊湊型18引腳3mm × 3mm LQFN封裝。

應用

• 汽車/工業(yè)/通信

• 服務器、電信電源

• 分布式直流電源系統(tǒng)(POL)

• FPGA、ASIC、μP內核電源

LTC3313EV#PBF，￥36.50- ￥64.39

LTC3313JV#PBF，￥42.45- ￥74.83

評估板EVAL-LTC3313EV-A-Z，￥1,002.25

LTC3315A

采用 2mm × 2mm LQFN 封裝的雙通道 5V、2A 同步降壓型 DC/DC

LTC3315A 具有雙 2A 單片同步降壓型轉換器，依靠一個 2.25V 至 5.5V 輸入電源運行，采用的封裝適合空間受限并具苛刻性能要求的應用。兩個降壓轉換器采用恒定頻率、峰值電流模式控制，開關頻率高達 3MHz，最小接通時間低至 25ns，可在非常小的應用占板面積內實現(xiàn)高效率和快速瞬態(tài)響應。

LTC3315A可工作在強制連續(xù)或脈沖跳躍模式(以實現(xiàn)低噪聲)或突發(fā)模式（Burst Mode）(以在輕負載條件下實現(xiàn)高效率)。常用的降壓開關頻率為 2MHz，并可通過 MODE/SYNC 引腳同步至一個外部振蕩器。

LTC3315A可以調節(jié)低至500mV的輸出。其他特性包括精密啟用閾值、PGOOD信號、輸出過壓保護、熱關斷、輸出短路保護和高達100%占空比的低壓差操作。LTC3315A提供緊湊型2mm × 2mm LQFN和1.64mm × 1.64mm WLCSP兩種封裝。

應用

• 服務器、電信電源、光學網絡

• 分布式DC電源系統(tǒng)（POL）

• FPGA、ASIC、微處理器內核電源

• 工業(yè)/汽車/通信

LTC3315AACBZ-R7，￥8.80- ￥18.24

LTC3315AEV#TRMPBF，￥20.51- ￥40.85

LTC3315AEV#TRPBF，￥20.51- ￥40.85

LTC3315AHV#TRMPBF，￥23.70- ￥43.37

LTC3315AIV#TRMPBF，￥21.66- ￥43.16

LTC3315AIV#TRPBF，￥21.66- ￥43.16

LTC3315AJV#TRMPBF，￥22.22- ￥40.65

LTC3315AJV#WTRMPBF，￥31.55- ￥55.59

LTC3315AMPV#TRMPBF，￥43.89- ￥77.41

評估板DC3123A，￥628.66

評估板DC2747A，￥667.99

LTC7138

高效率、140V、400mA 降壓型穩(wěn)壓器

LTC7138 是一款具有內部電源開關的高效率、降壓型 DC/DC 穩(wěn)壓器，其在無負載條件下僅吸收 12μA (典型值) 的 DC 電源電流，同時保持了一個穩(wěn)定的輸出電壓。

LTC7138 能夠提供高達 400mA 的負載電流，并具有一個可編程峰值電流限值，故而提供了一種用于優(yōu)化效率及減小輸出紋波和組件尺寸的簡單方法。LTC7138 兼具突發(fā)模式 (Burst Mode) 操作、集成型電源開關、低靜態(tài)電流和可編程峰值電流限值，從而在一個很寬的負載電流范圍內實現(xiàn)了高效率。

憑借其 4V 至 140V 的寬輸入電壓范圍和可編程過壓閉鎖功能，LTC7138 成為了一款適合對多種電源實施調節(jié)的堅固型穩(wěn)壓器。此外，LTC7138 還具有一個精準的 RUN 引腳門限和軟起動功能，旨在保證電源系統(tǒng)啟動操作在任何環(huán)境中均處于良好受控的狀態(tài)。一個反饋比較器輸出允許在較高電流應用中將多個 LTC7138 并聯(lián)起來使用。

LTC7138 采用可承受高電壓的耐熱性能增強型 16 引腳 MSE 封裝并除去了 4 個引腳。

應用

• 工業(yè)控制電源

• 醫(yī)療設備

• 分布式電源系統(tǒng)

• 便攜式儀器

• 電池供電型設備

• 航空電子設備

• 汽車

LTC7138EMSE#PBF，￥41.01- ￥72.32

LTC7138EMSE#TRPBF，￥39.49- ￥72.32

LTC7138HMSE#PBF，￥46.97- ￥74.17

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