與電源無關(guān)的偏置電流你真的懂了嗎？

做模擬IC的，大部分都熟悉Razavi那本經(jīng)典之作，書中有一小節(jié)介紹過一個“與電源無關(guān)的偏置電流（Current Bias）”。好了，問題來了，

請聽題，以下這張圖中，寬長比尺寸M3=M4, M2=K*M1 （K>1），請問哪個是正確的“與電源無關(guān)的偏置電流”，抑或是這兩個都正確、實際IC中都可以用嗎？

偏置電流？是的，一個IC系統(tǒng)，一般都需要有電流源來給其他模塊提供參考電流。一個好的參考電流源，要環(huán)路穩(wěn)定，也需要盡量減少其對電源電壓、溫度以及工藝的變化的影響。

表面上看這兩個電路圖都實現(xiàn)了Current Bias的功能。該電路中由兩個M3和M4尺寸相等，構(gòu)成電流鏡結(jié)構(gòu)，所以I1 =I2 。M2尺寸是M1的K倍，根據(jù)M1和M2的VGS之差(主要是有落在M2管源端電阻Rs上的壓降造成的)可以得到輸出電流的表達式：

若M1,M2管是工作在飽和區(qū)，則輸出參考電流Iref以及M1的跨導(dǎo)分別為 ^[^ ^1^ ^]^ ：（拿個小本本，自己去推算了哦，這里就不寫詳細(xì)步驟了）

若M1,M2管是工作在亞閾值區(qū)，則由于亞閾值區(qū)的工作電流為：

其中，I0為單位飽和電流，VT = kT/q，ζ是亞閾值斜率因子。如果VDS >>VT ，那么exp(VGS /ζVT )可以忽略。因I1 =I2 ，所以輸出參考電流Iref以及M1的跨導(dǎo)分別為：

雖然看著偏置電流值都一樣，但是其他方面呢？正如上圖紅色箭頭線所標(biāo)志的一樣，如果A點向上擾動的話，經(jīng)過環(huán)路一整圈以后，還是向上擾動；也就是說這是一個正反饋環(huán)路。那么這個環(huán)路能穩(wěn)定么？

以下通過兩種方法來分析一下。

第一種穩(wěn)定性分析方法是從整體環(huán)路增益角度來看兩個電路。對于圖1 (a)電路中的整體環(huán)路增益為(為計算方便，應(yīng)從A點斷開,信號向B點傳輸，即逆時針方向)：

而對于圖1(b)電路中的整體反饋環(huán)路增益為(為計算方便，應(yīng)從A點斷開,信號向B點傳輸，即順時針方向)：

根據(jù)奈奎斯特定律 ^[2]^ ：“如果一個系統(tǒng)在180°相移處，環(huán)路增益大于1，則這個放大器是不穩(wěn)定的”；所以無論NMOS管是工作在飽和區(qū)，還是在亞閾值區(qū)，都有圖1中(a)電路、也即傳統(tǒng)經(jīng)典電路是穩(wěn)定的，而(b)則不是穩(wěn)定的。

第二種穩(wěn)定性分析方法是采用直觀觀察法；哈哈，終于等來了大家喜聞樂見的“直覺”感。由于M3, M4是電流鏡，所以下面的NMOS管和電阻應(yīng)該在相同的柵電平下保證能提供相同的電流。M1管的跨導(dǎo)為g m ，而M2和電阻的等效跨導(dǎo)為：

由于M2的等效跨導(dǎo)較小(其實也可以從負(fù)反饋角度考慮，負(fù)反饋檢測電流，反饋回電壓，所以M2是跨導(dǎo)放大器，由于結(jié)成了負(fù)反饋，所以肯定跨導(dǎo)要減小)，所以為了保證左右支路電流始終相等，還是從A點斷開，A點左邊的電壓變化比A點右邊的小即可滿足。（挺住哈，別被饒暈過去哈?。?/p>

而圖 1 (a)中正反饋的方向是逆時針的，所以M2處大的電壓波動，到了M1的柵端反而變小了，所以正反饋減弱，系統(tǒng)穩(wěn)定。

而圖1 (b)中正反饋的方向是順時針的，M1處有電壓波動時，通過正反饋環(huán)，到M2處需要更大的電壓波動才能保證相同的電流，即M1處的電壓被放大了，所以系統(tǒng)不穩(wěn)定。

隨著集成電路工藝的不斷先進，最小線寬的不斷減小，其也同時要求最低工作電壓在不斷減?。辉诘蛪涵h(huán)境中，電源上的微小噪聲就顯得不再“微小”了，其就更是可以影響整個系統(tǒng)環(huán)境。隨著數(shù)?；旌想娐泛?a target="_blank">射頻電路的不斷發(fā)展，以及其單片片上集成(SOC)技術(shù)的發(fā)展，電源噪聲對于一些敏感電路(對電源變化和噪聲敏感的電路)而言，非常容易影響其的性能，進而影響整個系統(tǒng)的性能。

例如，手機或者藍牙中一般含有的射頻RF電路，包括LNA(低噪聲放大器)、混頻器mixer、鎖相環(huán)PLL、壓控振蕩器VCO等，如果有電源噪聲，則會增大VCO的相位噪聲，而且會進入接收或者發(fā)送放大器，從而對系統(tǒng)正常工作造成非常大的影響，不僅是手機系統(tǒng)的音頻質(zhì)量會下降，而且會造成多媒體手機拍攝的圖像中有可視的干擾，所以必須對電源噪聲進行處理之后才能給敏感模塊使用。

咱們的電流偏置，也更是要考慮低電壓應(yīng)用下，對電源的抑制能力(Power Supply Rejection)?。?/p>

以上分析的經(jīng)典電路，其電源抑制能力也較一般。原因在于雖然說M3,M4構(gòu)成了電流鏡，其柵源電壓均相等，但是由于兩者的漏端和電源VDD的相關(guān)性不同：M3的漏端隨著VDD的變化而變化，M4的漏端和VDD沒有直接關(guān)系；所以兩者電流拷貝存在誤差。

可以采用共源共柵結(jié)構(gòu)來改善該問題，如下圖圖2所示?？梢杂嬎阍撾娐返沫h(huán)路增益，其實和傳統(tǒng)的參考電流源一樣，但是通過共源共柵結(jié)構(gòu)，使得電流鏡拷貝準(zhǔn)確度提高了大約gmro倍，使得電流較準(zhǔn)。

但是低壓環(huán)境限制了共源共柵的應(yīng)用。因為該結(jié)構(gòu)的最小電源電壓為IRs+Vthn+Vonn+|Vthp|+|Vonp|，很容易超過2 V。哎呀，飛升上神的路上又遇阻了：有沒有再理想的一種電流源結(jié)構(gòu)，能很好的解決了PSR的問題，同時又不需要特別高的電源電壓呢？

答案當(dāng)然是有了！下文介紹的三支路電流源 ^[3]^ 就能很好的解決PSR的問題，同時又不需要特別高的電源電壓。

因為其將M3管的diode連接結(jié)構(gòu)轉(zhuǎn)至M5管，那么電源變化時對M3和M4的影響就小了。同時可以通過調(diào)整M5和M6，使Vg6=Vg2，即圖中B點和C點電壓相等，VB=VC，那么M3，M4管工作狀態(tài)基本完全一樣，基準(zhǔn)電流的電源抑制特性得到加強。

該電路也有環(huán)路，一個是紅色實線顯示的正反饋，一個是藍色虛線顯示的負(fù)反饋?？梢苑謩e計算一下其環(huán)路增益：(這里不妨假設(shè)M1管和M6管相同，M2管尺寸依然是兩者的K倍；M1, M6, M2均可以工作在飽和區(qū)或者亞閾值區(qū)。)

可以看出來同經(jīng)典的Bias電路相同，三支路電流源也是負(fù)反饋大于正反饋，所以該系統(tǒng)是穩(wěn)定的。

這個電路，還有改進的空間?。∽鯥C嘛，誰不是天天在壓成本、省面積？所謂的：賣的白菜價、操的白粉心；學(xué)的比互聯(lián)網(wǎng)難、掙的比互聯(lián)網(wǎng)少。改進，繼續(xù)改：這里主要改進的是M6管的連接方式，其電流也流過了Rs電阻（見圖4），所以所需要的Rs電阻可以明顯減小，從而節(jié)約了芯片總面積 。同時為了減小系統(tǒng)功耗，需要盡量的降低各路電流，所以Bias產(chǎn)生電流較小。若M1, M2, M6管工作在飽和區(qū)，那么可能需要用倒比管，而倒比管模型的仿真精確度不如常規(guī)的管子；所以可以采用M1, M2, M6管工作在亞閾值區(qū)。

假設(shè)Ki表示Mi管相對于單位尺寸的倍數(shù)，可以根據(jù)M1管和M2管的柵電壓VG相同列出等式，其中將M1，M2管的Vgs電壓通過式(1-4)代入等式，而可以得到輸出參考電流表達式為：

這個偏置電流和電源電壓的相關(guān)性非常小，所以PSR比較好。