5G毫米波有源陣列封裝天線技術研究

提出了一種5G 毫米波有源陣列封裝天線。該陣列由8×16 個微帶天線單元組成，通過耦合式差分饋電，天線實現(xiàn)了寬帶匹配和方向圖高度對稱特性。通過對天線與芯片進行合理布局，減小了芯片射頻端口到天線子陣的饋電線損，提高了有源陣列天線的整體效率。測試結果表明，該陣列天線在工作頻段為24．25～ 27．5 GHz 的等效全向輻射功率( Equivalent Isotropic Ｒadiated Power，EIＲP) 大于60 dBm，并且陣列波束掃描至±30°、±60°時的增益下降分別不超過0．6 dB、4．1 dB，具有良好的寬角度波束掃描特性。

引言

5G 移動通信技術可以為用戶提供更高速率的網(wǎng)絡接入、更低延遲的響應速度、超大容量的無線設備連接數(shù)等高質量體驗。相比已經(jīng)商用的Sub-6 GHz頻段，毫米波頻段頻譜資源豐富，可以滿足大帶寬的熱點區(qū)域等應用場景。此外，毫米波通信低時延的特性利于在工業(yè)領域構建完整的工業(yè)互聯(lián)，大幅提高制造業(yè)的生產(chǎn)及管理效率和產(chǎn)品制造可靠性。

在5G 毫米波系統(tǒng)中，大規(guī)模陣列天線的設計以及封裝天線與芯片一體化集成是兩大關鍵技術。一方面，基于5G 技術提出的高速率、低延遲、更好的鏈路健壯性等要求，毫米波頻段的大規(guī)模相控陣天線為基站與移動設備間的寬帶通信鏈路提供了一個很好的解決方案。例如，部署于建筑物上的5G 毫米波微基站與移動設備進行高速率通信，5G 核心網(wǎng)的大帶寬、高速率回傳等。另一方面，在毫米波頻段，天線本身及相應的饋電網(wǎng)絡帶來的損耗不容忽視，傳統(tǒng)的分離天線的饋電網(wǎng)絡的電長度較長，會額外帶來過大的、不必要的損耗。針對這個問題，采用封裝天線( AiP) 的方案可以提高電路輸出功率、減小路徑損耗和提升天線系統(tǒng)的電磁可靠性。

早在2001 年，南洋理工大學以及喬治亞理工學院封裝研究中心分別提出了將天線集成于封裝的設計。2018 年，加州大學圣地亞哥分校的Ｒebeiz教授團隊發(fā)表了用于5G 毫米波通信的單極化相控陣收發(fā)信機，該相控陣由64 個天線單元組成，波束可在H 面進行±50°掃描，天線陣列的等效全向輻射功率( EIＲP) 達到52 dBm。2019 年，日本電氣公司設計了用于5G NＲ 的相控陣封裝天線，該方案采用8個封裝天線單元可實現(xiàn)在±50°范圍內進行波束掃描。

此外，國內許多學者也提出了幾款相控陣天線設計，但其性能仍有較大提升空間。基于上述背景，本文提出了一種具有寬角掃描和低交叉極化特性的5G 毫米波有源陣列封裝天線。該陣列采用一驅二天線子陣設計減少了芯片使用數(shù)量，基于多層PCB 工藝實現(xiàn)了天線與芯片的整體封裝設計，降低加工成本，并通過大規(guī)模陣列封裝天線和波束賦形芯片( Beamforming Chip) 實現(xiàn)了高增益、水平面±60°寬角掃描的特性，具有良好的應用前景。

1 天線子陣的設計

1．1 天線子陣結構

本文提出了一種8×16 有源陣列封裝天線，其工作在5G 毫米波頻段24．25 ～ 27．5 GHz、增益大于2 4 dBi，并且可在水平面和垂直面分別進行±60°、±15°波束掃描。本節(jié)首先研究寬帶寬波束天線子陣的設計。為了在滿足天線陣列波束掃描范圍的同時，盡可能地減少有源陣列天線所需波束賦形芯片數(shù)量，降低整機設計成本及整體走線布局復雜度，本文采用一驅二天線子陣的布局方案。

圖1( a) 是一驅二天線子陣的三維分解圖。為了提高天線結構及相應方向圖的對稱性，使得有源陣列天線的掃描范圍也有良好的對稱性，可同時覆蓋+60°和－60°掃描，在天線單元饋電設計上采用了差分饋電方案。圖1( b) 中藍色的S 形線是差分饋電網(wǎng)絡，它通過半波長延長線來實現(xiàn)兩個輸出端口的180°相位差，分別連接到微帶天線的兩個饋電過孔進行差分饋電。兩個天線的差分饋電網(wǎng)絡的輸入端口連接到一個具有兩個輸出端口的T 型功分器，功分器輸入端口處設置了仿真激勵端口。天線單元的兩個饋電過孔均連接到PCB 的第一層，給位于該層的45°放置的方形貼片進行耦合饋電。與過孔直接連接到方形貼片的探針饋電形式相比，耦合饋電方式引入了額外的等效電容，可以在一定程度上抵消較長的垂直過孔的等效電感，從而拓寬天線的阻抗帶寬。

圖1 一驅二天線子陣的三維分解圖和俯視圖

1．2 天線子陣性能與分析

將一驅二天線子陣放在主從邊界下仿真，可有效模擬出在大規(guī)模陣列中子陣的輻射性能。圖2 為進行參數(shù)優(yōu)化后的一驅二天線子陣在主從邊界下的仿真結果。由圖可知，一驅二天線子陣在24． 25 ～27．5 GHz 頻段內的反射系數(shù)S11均小于－15 dB，且天線的峰值增益約為6～7 dBi。

圖2 主從邊界下天線單元的反射系數(shù)S11及最大增益

圖3 為一驅二天線子陣在主從邊界下的仿真方向圖。由圖3( a) 可知，一驅二天線子陣在水平面的3 dB 波束寬度約為90°，6 dB 波束寬度約為130°，因此由該天線子陣組成的8×16 陣列可實現(xiàn)±60°掃描時增益下降不超過6 dB。由圖3( b) 可知，一驅二天線子陣在垂直面的3 dB 波束寬度約為58°，在角度為15°時增益下降不超過1 dB，因此組成陣列可以實現(xiàn)垂直面掃描±15°時增益下降不超過1 dB。

圖3 主從邊界下仿真的子陣方向圖

2 陣列天線的饋電網(wǎng)絡設計

2．1 有源陣列天線的整體架構

本文設計的8×16 有源陣列天線包括8×16 天線陣列、用于控制各個天線子陣的饋電幅度和相位的波束賦形芯片、1 分16 威爾金森功分器及前端信號收發(fā)模塊等。圖4 是8×16 有源陣列天線射頻端的整體架構圖，其中每個波束賦形芯片均有4 個收發(fā)通道，分別連接到4 個一驅二天線子陣的饋電線，可以通過芯片對每個通道的幅度和相位進行獨立控制，靈活地調控天線陣列波束的指向、增益、旁瓣電平及等效全向輻射功率( EIＲP) 等指標。每個芯片的射頻接口通過1 分16 威爾金森功分器進行合路，最終合成一路總的射頻信號輸入/輸出端口。與采用很多通道數(shù)( 16 或32 個通道) 的大芯片方案相比，圖4 所示的相控陣天線架構的優(yōu)勢在于，芯片與天線子陣的距離較近，從而每個芯片通道到天線子陣的饋電線損耗較小，并且芯片與每個天線子陣連接的饋電線具有很好的對稱性，減小了相控陣天線各通道的相位誤差，提高整個天線系統(tǒng)的一致性和穩(wěn)定性。

圖4 8×16 有源陣列天線射頻端的整體架構圖

2．2 1分16威爾金森功分器設計

圖5 是本文設計的1 分16 功分器的模型圖，該功分器的基本單元是一分二威爾金森功分器，兩個輸出端口間均連接了100 Ω 的隔離電阻，且輸入端口和輸出端口的阻抗均設計為50 Ω。圖中的藍色走線設計在PCB 的底層金屬層，為接地共面波導( GCPW) 結構; 紅色走線設計在PCB 的倒數(shù)第三層，為封裝帶狀線結構。藍色走線與紅色走線的換層是通過類同軸垂直過孔結構實現(xiàn)的，示意圖如圖6 所示。此外，走線的兩邊均設計了對稱的接地過孔，以避免平行板模式的激勵，減小功分器的插入損耗。

圖5 8×16 有源陣列天線的1 分16 功分器模型圖

圖6 陣列封裝天線的饋電網(wǎng)絡疊層示意圖

圖7 展示了1 分16 功分器的仿真結果，其中端口1、2、3 均為圖5 中標注的對應端口。由圖可知，功分器的輸入端口( 端口1) 的反射系數(shù)小于－15 dB，輸出端口( 端口2) 的反射系數(shù)小于－20 dB。由于對稱性，端口3的反射系數(shù)與端口2 的相同，因此未在圖中畫出。1 分1 6 功分器的插入損耗( S21) 約為13．4 dB，與1 分16 功分器的插入損耗理論值12 dB相比多了1．4 dB，即該功分器引入了額外的1．4 dB 的損耗，這主要是由于引入了金屬損耗、介質損耗和金屬線換層帶來的損耗。相鄰的兩個端口2、3 的隔離度( S23)大于20 dB，這表明該功分器具有較好的隔離度。

圖7 8×16 有源陣列天線的1 分16 功分器的仿真結果

3 有源陣列天線的實現(xiàn)及測試

3．1 8×16陣列天線的仿真

基于前文仿真設計的天線單元，本節(jié)將通過ANSYS HFSS 中的Finite Array 陣列仿真模塊進行8×16 陣列整體性能的仿真驗證。圖8 為基于Finite Array 仿真的8×16 天線陣列模型圖，將一驅二天線子陣擴展為一個8×16 天線陣列。

圖8 基于Finite Array 仿真的8×16 天線陣列模型圖

首先分析8×16 天線陣列在不掃描時的仿真結果。圖9 為8×16 天線陣列在不掃描時( 波束指向為θ0 = 0°) 各個單元有源反射系數(shù)的Smith 圓圖和直角坐標圖，這些單元包括位于陣列中心、陣列角落以及靠近陣列角落的單元。其中位于陣列中心和角落附近的單元的有源反射系數(shù)與主從邊界單元仿真基本一致，這說明8×16 天線陣列中大部分天線單元“看到”的周圍邊界環(huán)境與無限大陣列中單元的邊界環(huán)境基本上相同。而少數(shù)位于天線陣列角落的單元的有源反射系數(shù)則由于陣列的邊緣效應有所升高，而且通常情況下越靠近陣列邊緣的單元，有源反射系數(shù)升高得越多。從總體上看，陣列中所有單元的有源反射系數(shù)均小于－10 dB，滿足天線陣列的設計要求。

圖9 不掃描時8×16 天線陣列中各單元的有源反射系數(shù)

圖10 是8×16 天線陣列中位于中心的子陣與周圍各子陣的隔離度( S 參數(shù)) ，該子陣與在水平方向( x 方向) 相鄰的兩個子陣的耦合最強，如圖中實線所示，隔離度大于17．2 dB。位于中心的子陣與在垂直方向( y 方向) 相鄰的子陣和其他距離更遠的子陣間的隔離度均大于25 dB。該結果表明本文設計的大規(guī)模陣列天線具有較好的同極化隔離度。

圖10 8×16 天線陣列的中心單元與周圍各單元的隔離度

圖11 為8×16 天線陣列在波束指向為θ0 = 0°時的增益以及水平面和垂直面的3 dB 波束寬度。由圖可知，天線陣列在24．25～27．5 GHz 工作頻段內的增益為23． 9 ～ 24． 9 dBi，與上述基于有源單元方向圖計算的陣列增益基本一致。8×16天線陣列在水平面( φ= 0°) 的3 dB 波束寬度為12．5° ～14．2°，在垂直面( φ= 90°) 的3 dB 波束寬度為7° ～8°。

圖11 8×16 天線陣列在不掃描時的增益及3 dB 波束寬度

圖12 為天線陣列在中心頻率處的水平面0° ～60°掃描方向圖。當天線陣列掃描至15°和30°時，天線的增益下降很小，不超過1 dB，很接近波束指向為0°時的增益，且旁瓣電平均在－13 dB 左右。當天線陣列掃描至45°時，天線陣列的增益下降不超過3 dB，且旁瓣電平也在－13 dB 左右。當天線陣列掃描至60°時，天線陣列的增益下降約為5 dB 左右，與前述通過有源單元方向圖推斷的掃描增益下降值基本一致。此外，天線陣列在掃描到60° 時的旁瓣電平比小角度掃描時的旁瓣電平稍高，為－8 dB 左右。綜上所述，該天線陣列具有良好的寬角度波束掃描特性及較低的旁瓣電平。

圖12 8×16 天線陣列在中心頻率25．875 GHz 的0° ～ 60°掃描方向圖

3．2 有源陣列天線的測試及分析

根據(jù)上述方案，加工了由控制電路、信號處理、波束賦形芯片、大規(guī)模陣列天線等模塊構成的8×16有源陣列天線整機，并把該樣機置于毫米波暗室中進行測試。圖13 展示了有源陣列天線整機實物和暗室測試環(huán)境，圖14 所示為天線陣列的測試方法。實測結果表明，該天線的等效全向輻射功率大于60 dBm，具有良好的輻射性能。

圖13 有源陣列天線整機及暗室測試環(huán)境

圖14 天線測試方法示意圖

圖15 是測試得到的8×16 有源陣列天線在中心頻率25．875 GHz 處的水平面0° ～ 60°波束掃描方向圖。當有源陣列天線掃描至10°時，天線的增益最高，甚至略高于不掃描時的增益，這主要是由于陣列中的單元間存在互耦效應，使有源單元方向圖產(chǎn)生了小幅波動，從而使天線陣列最大增益方向有所偏移。當有源陣列天線掃描至30°時，具有較低的旁瓣電平，接近－10 dB，并且增益下降小于0．6 dB。當掃描至60°時，天線陣列的增益下降不超過4．1 dB，這表明有源陣列天線在掃描至60°時仍能保持較低的增益下降水平，具有良好的寬角度掃描性能。

圖15 水平面波束掃描方向圖

圖16 是測試得到的8×16 有源陣列天線在中心頻率25．875 GHz 處的垂直面0° ～ 15°波束掃描方向圖。由圖可知，有源陣列天線在垂直面進行0° ～ 15°波束掃描時，旁瓣電平均低于－10 dB，并且在掃描至15°時的增益下降不超過1．5 dB，這表明該陣列在垂直面也具有良好的寬角度波束掃描性能。

圖16 垂直面波束掃描方向圖

4 結論

本文完成了基于一驅二天線子陣的8×16 有源陣列封裝天線的仿真設計、加工和測試，利用耦合式差分饋電的微帶天線結構實現(xiàn)了寬帶、寬波束、方向圖對稱的良好性能?；谕柦鹕Ψ制鞯酿侂娋W(wǎng)絡保證了各個波束賦形芯片合路端具有良好的幅相一致性，從而保證了陣列良好的性能。實測結果表明，通過波束賦形芯片進行幅相控制，有源陣列天線整機可以實現(xiàn)水平面±60°、垂直面±15°的寬角度掃描性能，等效全向輻射功率大于60 dBm。本文設計的5G 毫米波有源陣列天線具有良好的性能，在5G移動通信領域具有較好的應用前景。

來源：微波學報；作者：姚樹鋒 李廣偉 楊圣杰 章秀銀

審核編輯：湯梓紅