關(guān)于LLC諧振半橋變換器的失效模式解析

在功率轉(zhuǎn)換市場(chǎng)中，尤其對(duì)于通信/服務(wù)器電源應(yīng)用，不斷提高功率密度和追求更高效率已經(jīng)成為最具挑戰(zhàn)性的議題。對(duì)于功率密度的提高，最普遍方法就是提高開(kāi)關(guān)頻率，以便降低無(wú)源器件的尺寸。零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS)拓?fù)湟蚓哂袠O低的開(kāi)關(guān)損耗、較低的器件應(yīng)力而允許采用高開(kāi)關(guān)頻率以及較小的外形，能夠以正弦方式對(duì)能量進(jìn)行處理，開(kāi)關(guān)器件可實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)閉，因此可以大大地降低開(kāi)關(guān)損耗和噪聲。

在這些拓?fù)渲校葡郱VS全橋拓?fù)湓谥?、高功率?yīng)用中得到了廣泛采用，因?yàn)榻柚β?a href="http://www.ttokpm.com/tags/mosfet/" target="_blank">MOSFET的等效輸出電容和變壓器的漏感可以使所有的開(kāi)關(guān)工作在ZVS狀態(tài)下，無(wú)需額外附加輔助開(kāi)關(guān)。然而，ZVS范圍非常窄，續(xù)流電流消耗很高的循環(huán)能量。

關(guān)于移相全橋拓?fù)渲泄β蔒OSFET的失效問(wèn)題，其主要原因是：在低反向電壓下，MSOFET體二極管的反向恢復(fù)較慢。另一失效原因是：空載或輕載情況下，出現(xiàn)Cdv/dt直通。在LLC諧振變換器中的一個(gè)潛在失效模式與由于體二極管反向恢復(fù)特性較差引起的直通電流相關(guān)。即使功率MOSFET的電壓和電流處于安全工作區(qū)域，反向恢復(fù)dv/dt和擊穿dv/dt也會(huì)在如啟動(dòng)、過(guò)載和輸出短路的情況下發(fā)生。

LLC諧振半橋變換器

LLC諧振變換器與傳統(tǒng)諧振變換器相比有如下優(yōu)勢(shì)：

寬輸出調(diào)節(jié)范圍，窄開(kāi)關(guān)頻率范圍

即使空載情況下，可以保證ZVS

利用所有的寄生元件，來(lái)獲得ZVS

LLC諧振變換器可以突破傳統(tǒng)諧振變換器的局限。正是由于這些原因，LLC諧振變換器被廣泛應(yīng)用在電源供電市場(chǎng)。LLC諧振半橋變換器拓?fù)淙鐖D1所示，其典型波形如圖2所示。圖1中，諧振電路包括電容Cr和兩個(gè)與之串聯(lián)的電感Lr和Lm。作為電感之一，電感Lm表示變壓器的勵(lì)磁電感，并且與諧振電感Lr和諧振電容Cr共同形成一個(gè)諧振點(diǎn)。

重載情況下，Lm會(huì)在反射負(fù)載RLOAD的作用下視為完全短路，輕載情況下依然保持與諧振電感Lr串聯(lián)。因此，諧振頻率由負(fù)載情況決定。Lr和Cr決定諧振頻率fr1，Cr和兩個(gè)電感Lr、Lm決定第二諧振頻率fr2，隨著負(fù)載的增加，諧振頻率隨之增加。諧振頻率在由變壓器和諧振電容Cr決定的最大值和最小值之間變動(dòng)，如公式1、2所示。

（

公式1）

（公式2）

圖1.LLC諧振變換器

圖2.LLC諧振變換器的典型波形

LLC諧振變換器的失效模式

啟動(dòng)失效模式

圖3. 啟動(dòng)時(shí)功率MOSFET的測(cè)得波形

圖4. 啟動(dòng)時(shí)功率MOSFET的仿真波形

圖3和圖4給出了啟動(dòng)時(shí)功率MOSFET前五個(gè)開(kāi)關(guān)波形。在變換器啟動(dòng)開(kāi)始前，諧振電容和輸出電容剛好完全放電。與正常工作狀況相比，在啟動(dòng)過(guò)程中，這些空電容會(huì)使低端開(kāi)關(guān)Q2的體二極管深度導(dǎo)通。因此流經(jīng)開(kāi)關(guān)Q2體二極管的反向恢復(fù)電流非常高，致使當(dāng)高端開(kāi)關(guān)Q1導(dǎo)通時(shí)足夠引起直通問(wèn)題。啟動(dòng)狀態(tài)下，在體二極管反向恢復(fù)時(shí)，非?？赡馨l(fā)生功率MOSFET的潛在失效。圖5給出了LLC諧振半橋變換器啟動(dòng)時(shí)的簡(jiǎn)化波形。

圖6給出了可能出現(xiàn)潛在器件失效的工作模式。在t0~t1時(shí)段，諧振電感電流Ir變?yōu)檎Ｓ捎贛OSFET Q1處于導(dǎo)通狀態(tài)，諧振電感電流流過(guò)MOSFET Q1溝道。當(dāng)Ir開(kāi)始上升時(shí)，次級(jí)二極管D1導(dǎo)通。因此，式3給出了諧振電感電流Ir的上升斜率。因?yàn)閱?dòng)時(shí)vc(t)和vo(t)為零，所有的輸入電壓都施加到諧振電感Lr的兩端。這使得諧振電流劇增。

（公式3）

圖5. 啟動(dòng)狀態(tài)下潛在失效模式的簡(jiǎn)化波形

在t1~t2時(shí)段，MOSFET Q1門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)關(guān)斷，諧振電感電流開(kāi)始流經(jīng)MOSFET Q2的體二極管，為MOSFET Q2產(chǎn)生ZVS條件。這種模式下應(yīng)該給MOSFET Q2施門極信號(hào)。由于諧振電流的劇增，MOSFET Q2體二極管中的電流比正常工作狀況下大很多。導(dǎo)致了MOSFET Q2的P-N結(jié)上存儲(chǔ)更多電荷。

在t2~t3時(shí)段，MOSFET Q2施加門極信號(hào)，在t0~t1時(shí)段劇增的諧振電流流經(jīng)MOSFET Q2溝道。由于二極管D1依然導(dǎo)通，該時(shí)段內(nèi)諧振電感的電壓為：。該電壓使得諧振電流ir(t)下降。然而，很小，并不足以在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)使電流反向。在t3時(shí)刻，MOSFET Q2電流依然從源極流向漏極。另外，MOSFET Q2的體二極管不會(huì)恢復(fù)，因?yàn)槁┰礃O之間沒(méi)有反向電壓。下式給出了諧振電感電流Ir的上升斜率：

（公式4）

在t3~t4時(shí)段，諧振電感電流經(jīng)MOSFET Q2體二極管續(xù)流。盡管電流不大，但依然給MOSFET Q2的P-N結(jié)增加儲(chǔ)存電荷。在t4~t5時(shí)段，MOSFET Q1通道導(dǎo)通，流過(guò)非常大的直通電流，該電流由MOSFET Q2體二極管的反向恢復(fù)電流引起。這不是偶然的直通，因?yàn)楦?、低端MOSFET正常施加了門極信號(hào)；如同直通電流一樣，它會(huì)影響到該開(kāi)關(guān)電源。這會(huì)產(chǎn)生很大的反向恢復(fù)dv/dt，有時(shí)會(huì)擊穿MOSFET Q2。這樣就會(huì)導(dǎo)致MOSFET失效，并且當(dāng)采用的MOSFET體二極管的反向恢復(fù)特性較差時(shí)，這種失效機(jī)理將會(huì)更加嚴(yán)重。

(a) t0-t1

(b) t1-t2

(c) t2-t3

(d) t3-t4

(e) t4-t5

圖6. LLC諧振半橋變換器的潛在失效工作模式

過(guò)載失效模式

圖7給出了不同負(fù)載下LLC諧振變換器的直流增益特性曲線。根據(jù)不同的工作頻率和負(fù)載可以分為三個(gè)區(qū)域。諧振頻率fr1的右側(cè)(藍(lán)框)表示ZVS區(qū)域，空載時(shí)最小第二諧振頻率fr2的左側(cè)(紅框)表示ZCS區(qū)域，fr1和fr2之間的可能是ZVS或者ZCS，由負(fù)載狀況決定。所以紫色的區(qū)域表示感性負(fù)載，粉色的區(qū)域表示容性負(fù)載。圖8給出了感性和容性負(fù)載下簡(jiǎn)化波形。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率fs，諧振電路的輸入阻抗為容性。因此，諧振電路電流超前于mosfet兩端電壓的基波量；mosfet電流在其開(kāi)通后為正，在其關(guān)斷前為負(fù)。<>

圖8. 容性負(fù)載（a）和感性負(fù)載（b）時(shí)的簡(jiǎn)化波形

MOSFET在零電流處關(guān)斷。在MOSFET開(kāi)通前，電流流過(guò)另一個(gè)MOSFET的體二極管。當(dāng)MOSFET開(kāi)關(guān)開(kāi)通，另一個(gè)MOSFET體二極管的反向恢復(fù)應(yīng)力很大。由于大反向恢復(fù)電流尖峰不能夠流過(guò)諧振電路，它將流過(guò)另一個(gè)MOSFET。這就會(huì)產(chǎn)生很大的開(kāi)關(guān)損耗，并且電流和電壓尖峰能夠造成器件失效。因此，變換器需要避免工作在這個(gè)區(qū)域。

對(duì)于開(kāi)關(guān)頻率fs>fr1，諧振電路的輸入阻抗為感性。MOSFET電流在開(kāi)通后為負(fù)，關(guān)斷前為正。MOSFET開(kāi)關(guān)在零電壓處開(kāi)通。因此，不會(huì)出現(xiàn)米勒效應(yīng)從而使開(kāi)通損耗最小化。

MOSFET的輸入電容不會(huì)因米勒效應(yīng)而增加。而且體二極管的反向恢復(fù)電流是正弦波形的一部分，并且當(dāng)開(kāi)關(guān)電流為正時(shí)，會(huì)成為開(kāi)關(guān)電流的一部分。因此，通常ZVS優(yōu)于ZCS，因?yàn)樗梢韵煞聪蚧謴?fù)電流、結(jié)電容放電引起的主要的開(kāi)關(guān)損耗和應(yīng)力。

圖9給出了過(guò)載情況下工作點(diǎn)移動(dòng)軌跡。變換器正常工作在ZVS區(qū)域，但過(guò)載時(shí)，工作點(diǎn)移動(dòng)到ZCS區(qū)域，并且串聯(lián)諧振變換器特性成為主導(dǎo)。過(guò)載情況下，開(kāi)關(guān)電流增加，ZVS消失，Lm被反射負(fù)載RLOAD完全短路。

這種情況通常會(huì)導(dǎo)致變換器工作在ZCS區(qū)域。ZCS（諧振點(diǎn)以下）最嚴(yán)重的缺點(diǎn)是：開(kāi)通時(shí)為硬開(kāi)關(guān)，從而導(dǎo)致二極管反向恢復(fù)應(yīng)力。此外，還會(huì)增加開(kāi)通損耗，產(chǎn)生噪聲或EMI。

圖9. 依賴負(fù)載條件LLC諧振變換器的工作點(diǎn)

二極管關(guān)斷伴隨非常大的dv/dt，因此在很大的di/dt條件 下，會(huì)產(chǎn)生很高的反向恢復(fù)電流尖峰。這些尖峰會(huì)比穩(wěn)態(tài)開(kāi)關(guān)電流幅值大十倍以上。該大電流會(huì)使MOSFET損耗大大增加、發(fā)熱嚴(yán)重。MOSFET結(jié)溫的升高會(huì)降低其dv/dt的能力。在極端情況下，損壞MOSFET，使整個(gè)系統(tǒng)失效。在特殊應(yīng)用中，負(fù)載會(huì)從空載突變到過(guò)載，為了能夠保持系統(tǒng)可靠性，系統(tǒng)應(yīng)該能夠在更惡劣的工作環(huán)境中運(yùn)行。

圖10. 過(guò)載時(shí)功率MOSFET的測(cè)量波形

圖11. 過(guò)載時(shí)功率MOSFET的仿真波形

圖12. 過(guò)載時(shí)潛在失效模式的簡(jiǎn)化波形

圖10和圖11給出了過(guò)載時(shí)功率MOSFET開(kāi)關(guān)波形。電流尖峰發(fā)生在開(kāi)通和關(guān)斷的瞬間?？梢员徽J(rèn)作是一種“暫時(shí)直通”。圖12給出了過(guò)載時(shí)LLC諧振變換器的簡(jiǎn)化波形，圖13給出了可能導(dǎo)致器件潛在失效問(wèn)題的工作模式。

在t0~t1時(shí)段，Q1導(dǎo)通，諧振電感電流Ir為正。由于MOSFET Q1處于導(dǎo)通狀態(tài)，諧振電流流過(guò)MOSFET Q1溝道，次級(jí)二極管D1導(dǎo)通。Lm不參與諧振，Cr與Lr諧振。能量由輸入端傳送到輸出端。

在t1~t2時(shí)段，Q1門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)開(kāi)通，Q2關(guān)斷，輸出電流在t1時(shí)刻為零。兩個(gè)電感電流Ir和Im相等。次級(jí)二極管都不導(dǎo)通，兩個(gè)輸出二極管反向偏置。能量從輸出電容而不是輸入端往外傳輸。因?yàn)檩敵龆伺c變壓器隔離，Lm與Lr串聯(lián)參與諧振。

在t2~t3時(shí)段，MOSFET Q1依然施加門極信號(hào)，Q2關(guān)斷。在這個(gè)時(shí)段內(nèi)，諧振電感電流方向改變。電流從MOSFET Q2的源極流向漏極。D2開(kāi)始導(dǎo)通，D1反向偏置，輸出電流開(kāi)始增加。能量回流到輸入端。

在t3~t4時(shí)段，關(guān)斷MOSFET Q1和Q2的門極信號(hào)，諧振電感電流開(kāi)始流過(guò)MOSFET Q2的體二極管，這就為MOSFET Q1創(chuàng)造了ZCS條件。

在t4~t5時(shí)段，MOSFET Q2開(kāi)通，流過(guò)一個(gè)很大的直通電流，該電流由MOSFET Q1體二極管的反向恢復(fù)電流產(chǎn)生。這不是偶然的直通，因?yàn)楦摺⒌投薓OSFET正常施加了門極信號(hào)；有如直通電流一樣，它會(huì)影響到該開(kāi)關(guān)電源。這會(huì)形成很高的反向恢復(fù)dv/dt，時(shí)常會(huì)擊穿MOSFET Q2。這樣就會(huì)導(dǎo)致MOSFET失效，當(dāng)使用的MOSFET體二極管的反向恢復(fù)特性較差時(shí)，這種失效機(jī)理會(huì)更加嚴(yán)重。

(a) t1-t2

(b) t1-t2

(c) t2-t3

(d) t3-t4

(e) t4-t5

圖13. 過(guò)載時(shí)LLC諧振半橋變換器的潛在失效工作模式

短路失效模式

最壞情況為短路。短路時(shí)，MOSFET導(dǎo)通電流非常高（理論上無(wú)限高），頻率也會(huì)降低。當(dāng)發(fā)生短路時(shí)，諧振回路中Lm被旁路。LLC諧振變換器可以簡(jiǎn)化為由Cr和Lr組成的諧振電路，因?yàn)镃r只與Lr發(fā)生諧振。因此圖12省略了t1~t2時(shí)段，短路時(shí)次級(jí)二極管在CCM模式下連續(xù)導(dǎo)通。短路狀態(tài)下工作模式幾乎與過(guò)載狀態(tài)下一樣，但是短路狀態(tài)更糟糕，因?yàn)榱鹘?jīng)開(kāi)關(guān)體二極管的反向恢復(fù)電流更大。

圖14. 短路時(shí)功率MOSFET的測(cè)量波形

圖15. 短路時(shí)功率MOSFET的仿真波形

圖14和圖15給出了短路時(shí)功率MOSFET的開(kāi)關(guān)波形。短路的波形與過(guò)載下的波形類似，但是其電流的等級(jí)更高，MOSFET結(jié)溫度更高，更容易失效。

審核編輯：劉清