使用高頻QR控制器NCP1345的雙管反激240W USB PD3.1 EPR設(shè)計(jì)方案

USB PD組織發(fā)布了最新的USB PD3.1 EPR規(guī)范，最大的輸出達(dá)到48V5A, 240W的功率，使得傳統(tǒng)的單開關(guān)QR Flyback方案難以滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)，不管是開關(guān)管的峰值電流承受能力以及管子的電壓應(yīng)力還是效率都難以滿足要求，而LLC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)雖然有著很高的效率但是又很難滿足接近十倍的輸出電壓范圍指標(biāo)，如果LLC的后級(jí)再使用一級(jí)DC/DC變換器那么低壓及輕載下的效率又會(huì)因?yàn)?a target="_blank">DC/DC的低指標(biāo)而變得很差甚至不能滿足COC及DOE的能效標(biāo)準(zhǔn)。

在此背景下，我們將介紹使用高頻QR控制器NCP1345設(shè)計(jì)雙管反激240W USB PD3.1 EPR方案。本文為第一部分，將重點(diǎn)介紹概述、變壓器匝比要求、PFC在不同的輸入電壓下的開通和關(guān)斷要求、變壓器設(shè)計(jì)等。

概述

雙管反激QR變換器架構(gòu)很好地解決了前面提到的難題，雙管反激QR變換器可以輸出很寬的電壓范圍，通過合理的選擇變壓器匝比，可以使初級(jí)的雙開關(guān)近似工作在ZVS開通，同時(shí)高匝比的應(yīng)用也使得初級(jí)的電流減小，開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗得以減少，后級(jí)同步整流管可以使用常用的120V的MOSFET，降低了整體成本。

雙鉗位二極管又可以把漏感的能量回饋到輸入端，消除了漏感能量損耗， 還有一個(gè)最大的優(yōu)點(diǎn)就是相對(duì)其它軟開關(guān)控制器， QR Flyback設(shè)計(jì)調(diào)試非常簡(jiǎn)單，對(duì)器件的要求相對(duì)較低，GaN的普及應(yīng)用又能讓開關(guān)頻率提高并且低的谷底開通電壓下的損耗非常小。

NCP1345是NCP1342的下一代升級(jí)版本，對(duì)多個(gè)功能進(jìn)行改善更新，提供了雙VCC端子，電壓分別為38V和150V，改進(jìn)了抖頻模式來降低抖頻帶來的輸出紋波，自適應(yīng)的SKIP負(fù)載點(diǎn)確保不同的輸出電壓下進(jìn)入SKIP的負(fù)載點(diǎn)相同來減小紋波電壓，快速精確的初級(jí)OVP保護(hù)，初級(jí)恒流控制確保不同的輸出電壓下的OCP保護(hù)電流值相同，還有設(shè)定輸出鉗位電壓用來直接驅(qū)動(dòng)GaN，可設(shè)定的自適應(yīng)驅(qū)動(dòng)速度來降低次級(jí)應(yīng)力等功能。

設(shè)計(jì)指標(biāo)（表1）

變壓器匝比要求

雙管QR Flyback架構(gòu)由于是雙開關(guān)串聯(lián)工作，所以可以承受很高的反射電壓N*Vo，高反射電壓能讓QR振蕩的谷底接近零電壓，可以做到近似零電壓開通，如果反射等于或大于輸入電壓那就是完全的ZVS開通，但是雙管QR Flyback拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由于雙二極管鉗位原因，要求變壓器的反射電壓N*Vo要小于最小的輸入電壓，否則反射電壓會(huì)被輸入電壓鉗位導(dǎo)致輸出電壓下降最終觸發(fā)OLP保護(hù)，所以最大匝比N必須要限制。

理論上，雙管反激變換器的Dmax=0.5, 實(shí)際上由于QR振鈴的存在及谷底開通增大了Toff的時(shí)間，所以實(shí)際的Dmax<0.5。? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?

對(duì)于輸入電壓，假定最小值為Vin_min=360V。在360V和48V5A的條件下Fmin=100KHz，T=10uS,QR振鈴的頻率為1MHz, 那么對(duì)于GaN開關(guān)管，1/2*TQR=0.5uS，參考圖1Vds波形， 那么根據(jù)伏秒平衡，有下列方程：

圖 1. 低壓滿載下的Vds電壓波形

PFC在不同的輸入電壓下的開通和關(guān)斷要求

PFC的BULK電容量的最小值一般要求為輸出功率的一半，所以BULK電容的容量選120uF,考慮到20%的容量誤差那么電容的標(biāo)稱容量為150uF較為合適。

考慮到雙管反激變換器對(duì)N*Vo的要求，需要計(jì)算90VAC下的濾波的直流電壓的最低值來確定什么輸出電壓時(shí)可以關(guān)斷PFC，這樣可以確保在這個(gè)輸出電壓下BULK電容電壓的最小值大于N*Vo。

圖2是PFC停止工作下的AC輸入電壓對(duì)BULK電容電壓充放電波形，根據(jù)能量平衡得到方程（1）

圖 2. BULK電容電容充電放電波形

低壓90VAC下的最低頻率為57Hz, 所以TLINE=17.5mS,假定12V5A，15V5A下的效率為92%， BULK電容容量為120uF,那么根據(jù)方程(1),(2),(3),(4)計(jì)算得到:

VBULKmin=94V @60W的功率

根據(jù)前面估算的匝比N=6.8，

那么12V輸出變壓器反射電壓為：Vor=12V*6.8=81.6V

15V時(shí)輸出時(shí)變壓器反射電壓為：Vor=15V*6.8=102V

所以PFC必須要在12V和15V之間關(guān)斷來確保Vor要小于BULK電容電壓的最低值94V.實(shí)際應(yīng)用中可以讓PD協(xié)議控制器把PFC的ON/OFF時(shí)的電壓設(shè)定在12V-12.5V左右并留有一個(gè)小的回差電壓防止PFC在ON和OFF之間來回開關(guān), 這樣BULK電壓最小值比Vor大9V左右且留有足夠的余量。

根據(jù)上面的計(jì)算，可以把PFC ON的輸出電壓設(shè)置在12V-12.5V左右來確保PFC OFF條件下在5V-12V輸出時(shí)雙管Flyback還能可靠地工作，同時(shí)又能提高整機(jī)效率并且降低待機(jī)功耗。

變壓器設(shè)計(jì)

條件：

輸出功率Po=240W

輸出電壓Vo=48V

估算效率η=0.95

最小輸入電壓Vmin=350V（留10V余量）

變壓器匝比N=6.8, Nps=Ns/Np=0.147

同步整流管的壓降Vf=0.1V

首次計(jì)算由于不知道電感量是多少，所以無法估算QR振鈴的周期，忽略QR振鈴的半周期死區(qū)時(shí)間，得到如下初級(jí)峰值電流方程：

計(jì)算得到：Ipk≈3A

變壓器電感量方程：

假定Fsw=133KHz, 計(jì)算得到：

Lp=430uH

查DrvGaN NCP58922的規(guī)格書得到Coss=35pF

再考慮QR振鈴的半周期死區(qū)時(shí)間，得到如下周期頻率及輸出功率計(jì)算方程：

代入首次計(jì)算得到的電感量Lp及Coss值，計(jì)算出開關(guān)頻率及輸入功率如下，可以看出開關(guān)頻率和原始設(shè)定的頻率相比偏低，對(duì)于同樣的峰值電流，輸入功率也比原始定義的偏小, 原因是開始不知道變壓器的電感量的大致范圍，所以第一次計(jì)算峰值電流的時(shí)候沒有加入QR振鈴導(dǎo)致的死區(qū)時(shí)間。

包含了QR振鈴死區(qū)時(shí)間的峰值電流及電感的方程：

重新計(jì)算得到：

Ipk=3.14A

Lp=386μH

考慮到NCP1345的初級(jí)恒流值，最終Rsense取值:

Rsense(f)=0.39Ω//0.36Ω=0.187Ω

取Lp(f)=380μH

變壓器匝數(shù)計(jì)算：

變壓器磁芯用PQ3218， Ae=169mm2

極端情況下變壓器最大的峰值電流

校驗(yàn)匝比N符合最大匝比要求

根據(jù)最終確定的電感量及頻率來計(jì)算Dmax和N是否在最大允許范圍內(nèi)。

結(jié)論：實(shí)際匝比N滿足最大限制要求

額定條件下初級(jí)和次級(jí)RMS電流及初級(jí)電流平均值

輸出電容

假定輸出允許紋波電壓Voripple=0.3V

輸出電容電流有效值要求：

初次級(jí)開關(guān)管電壓應(yīng)力

初級(jí)由于是雙管串聯(lián)工作，所以電壓應(yīng)力不是問題。

次級(jí)應(yīng)力：

NCP1345是QR谷底開通，所以在谷底開通時(shí)的次級(jí)應(yīng)力很低，當(dāng)?shù)诹鶄€(gè)谷底后開通，開通時(shí)的電壓升高，所以次級(jí)應(yīng)力相對(duì)升高。IC可以設(shè)定在第三個(gè)谷底及以后的開通具有非常慢的開通速度來降低次級(jí)應(yīng)力，選用120V的同步MOS，實(shí)測(cè)在48V0.5A時(shí)最高次級(jí)應(yīng)力大約113V，大約6%的應(yīng)力余量。

NCP1345初級(jí)恒流值

NCP1345提供初級(jí)控制次級(jí)恒流輸出，這種恒流值在任意輸出電壓下都是相同的，所以對(duì)于PD的應(yīng)用提供了非常好的OCP保護(hù)。如果是普通的控制器僅僅靠峰值電流來做OCP，那么在低壓輸出的情況下OCP保護(hù)點(diǎn)將會(huì)非常大，根本沒有保護(hù)作用。

輸出恒流值為：

其中Vref_Io為NCP1345Q01內(nèi)部設(shè)置的恒流參考常數(shù)，從這個(gè)結(jié)果可以看出為什么當(dāng)初選擇Rsense的值為何減少那么多，主要是考慮到了恒流設(shè)定值。當(dāng)然IC內(nèi)部的恒流參考值還可以通過編程選擇不同的值來滿足不同的設(shè)計(jì)要求，這個(gè)Rsense選擇主要是考慮到直接可以用NCP1345Q01這顆已有的型號(hào)。

NCP1345 ZCD腳功能

NCP1345通過ZCD腳感應(yīng)輔助繞組電流過零點(diǎn)的電壓并通過電阻分壓然后輸入的ZCD腳，去磁電流過零點(diǎn)檢查輸出電壓消除了后級(jí)同步管壓降對(duì)輸出電壓的影響，讓內(nèi)部的電壓比較器提供精確快速的OVP保護(hù)，提供了小于一個(gè)周期的OVP保護(hù)響應(yīng)速度，波形及外部電路如圖3所示。

ZCD腳除了提供OVP功能外，還作為去磁電流過零及谷底檢測(cè)，實(shí)現(xiàn)QR谷底開通，同時(shí)時(shí)還作為OPP補(bǔ)償設(shè)定。在開機(jī)時(shí)Pre-Startup開關(guān)接通，QR Enable開關(guān)斷開，Iopp電流源流過Ropp電阻后產(chǎn)生的電壓被內(nèi)部檢測(cè)做為高低壓下OPP過流保護(hù)點(diǎn)的補(bǔ)償。在這個(gè)設(shè)計(jì)中由于15V以上輸出電壓時(shí)PFC電路都是工作的，所以輸入電壓變化很小幾乎恒定，OPP功能沒有被使用，只要將Ropp阻值設(shè)置在15K就可以屏蔽OPP補(bǔ)償功能。

當(dāng)OPP檢測(cè)完成后Pre-Startup開關(guān)斷開，QR Enable開關(guān)接通，Ropp電阻和內(nèi)部1K的下拉電阻并聯(lián)，和Rup電阻組成分壓電路，分壓的Vzcd供ZCD電流過零及谷底檢測(cè)，同時(shí)提供給OVP電路，OVP比較強(qiáng)的參考電壓為12V。ZCD檢測(cè)具有非常寬的電壓范圍，從大約0.1V到12V都沒問題，所以根據(jù)OVP保護(hù)設(shè)置的外部分壓電阻自然可以適應(yīng)ZCD檢測(cè)。

OVP電壓設(shè)置：

Vovp: 設(shè)計(jì)的輸出電壓保護(hù)值

Rup: 分壓電路的上部電阻

Ns: 次級(jí)繞組匝數(shù)

Nas: 初級(jí)輔助繞組匝數(shù)

Vd: 二極管D的正向壓降為0.6V

圖 3. ZCD腳波形及應(yīng)用電路