ADC 信號調(diào)理電路設計——應用背景和電路設計

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第二章為ADC 信號調(diào)理電路設計，本文為 2.1 應用背景和2.2 電路設計。

本章導讀：

對于開發(fā)者來說，最難的是模擬電路的設計。不僅需要投入大量的儀器設備，而且還需要理論水平很高且實踐經(jīng)驗很豐富的指導老師，才有可能設計出符合要求的模擬電路。通過分析用戶設計的模擬電路，發(fā)現(xiàn)大多數(shù)開發(fā)者對模擬電路的設計細節(jié)知之甚少。

雖然很多半導體公司提供了琳瑯滿目的設計參考資料，但介紹到某些關鍵之處時還是讓人感到語焉不詳，這就是大部分開發(fā)者對模擬電路仍然心有余悸的原因。就拿MCU 供應商來說，其提供的資料更多的是數(shù)字電路的設計和基本的軟件資料。幾乎所有的MCU 供應商都不提供具有一定價值的應用電路設計參考，各個廠商提供的資料可以說千篇一律，你想要的沒有。其實這些知識對于開發(fā)者來說都屬于非核心域知識，卻要花費很多時間投入其中。

基于此，我們對MCU 內(nèi)部提供的各種各樣的ADC 所需的外圍電路進行了標準化的設計，期望推動整個行業(yè)的設計水平。因為無論任何需求都存在共性和差異性，所以只要掌握正確設計方法，就能夠達到舉一反三的效果。

2.1 應用背景

>>> 2.1.1 標稱精度

LPC824 內(nèi)部有一個12 位SAR 型ADC，多達12 個輸入通道以及多個內(nèi)部和外部觸發(fā)器輸入，其采樣率高達1.2MS/s。與獨立12 位ADC 芯片相比，手冊標注的關鍵參數(shù)非常接近，理論上可以實現(xiàn)比較好的采集精度，詳見表2.1。在實際的應用中，用戶測試結果和標稱值相差很遠，表現(xiàn)出內(nèi)部ADC 精度差，這是ADC 外部電路設計不合理所造成的。

表2.1 LPC82x 內(nèi)部ADC 關鍵參數(shù)

>>> 2.1.2 外圍電路

如圖2.1 所示使用LPC82x 內(nèi)部ADC 的采樣系統(tǒng)，所需外圍支持電路包含基準源、供電電源、驅動電路、信號調(diào)理電路等幾部分，從原理上看這幾部分都影響ADC 的性能指標。

圖2.1 內(nèi)部ADC 所需的外圍支持電路

>>> 2.1.3 干擾源

絕大多數(shù)MCU 內(nèi)部集成的ADC 幾乎都是逐次逼近（SAR）型，因為它使用開關電容結構，半導體工藝容易實現(xiàn)。由于SAR 型ADC 有多個有效輸入端口，因此也容易受到干擾。典型SAR 型ADC 內(nèi)部結構詳見圖2.2，分析它的工作原理有助于理解干擾的引入路徑。

圖2.2 SAR 型ADC 內(nèi)部結構

它通過兩個階段確定ADC輸出碼，由于采集階段開關SW+和SW-最初是關閉的，所有開關均連接到IN+和IN-模擬輸入，因此各電容用作采樣電容，實現(xiàn)采集輸入端的模擬信號。在轉換階段SW+和SW-是打開的，模擬輸入與內(nèi)各部電容斷開，電容作用到比較器輸入時，將導致比較器不穩(wěn)定。AR 算法從MSB 開始，切換REF 與REFGND 之間的權電容陣列的各元件，使比較器重新回到平衡狀態(tài)，由此將產(chǎn)生代表模擬輸入的輸出數(shù)字代碼。

轉換過程中代表被測輸入信號的總電量，在權電容陣列中的各電容兩端不斷重復分布，每bit 的轉換數(shù)據(jù)都根據(jù)與基準源的比較結果產(chǎn)生，從而決定輸出代碼是0 還是1，基準源上的任何噪聲都會對輸出代碼產(chǎn)生直接影響。如果比較過程中電源端、地回路存在干擾，使得內(nèi)部比較器的結果變動，同樣也會間接導致ADC 輸出數(shù)據(jù)位不穩(wěn)定，詳見圖2.3。

圖2.3 SAR 型ADC 有多個有效輸入端口

SAR 型ADC 這種多次反復比較結構，基準源、電源、地、或數(shù)字接口都有可能串入干擾信號，等效于存在多個有效輸入端口，而不僅僅只有一個信號輸入端。防止外部干擾信號，從ADC 信號輸入端以外的引腳耦合進來，才能得到到穩(wěn)定的數(shù)據(jù)輸出。

2.2 電路設計

提高內(nèi)部SAR 型ADC 精度的要點在于逐一排除各有效輸入端口上的干擾，詳見圖2.4。

圖2.4 消除ADC 外圍支持電路干擾的方法

根據(jù)對精度的影響程度，電壓基準源電路的設計占80%的工作量，低噪聲模擬電源占5%，輸入端瞬態(tài)驅動占5%，其它抗干擾措施占10%。

>>> 2.2.1 基準源

基準電壓直接影響ADC 數(shù)字輸出，要求低噪聲、低輸出阻抗、溫度穩(wěn)定性良好，標準化電路詳見圖2.5。

圖2.5 低噪聲與低輸出阻抗基準電壓源電路

其中，C2、C1 是內(nèi)部ADC 參考源管腳的儲能電容，R2、R3 用于設定參考源芯片NCP431的輸出電壓，R1 用于設定NCP431 的靜態(tài)工作電流，磁珠FB1 與R1 串聯(lián)，與C2 形成低通濾波器，濾除基準源供電3.3V 上可能存在的高頻干擾。

1. 低噪聲和低輸出阻抗

基準電壓源芯片使用低成本NCP431，輸出噪聲10uVpp，輸出阻抗0.2Ω。噪聲值用于12 位精度已經(jīng)足夠低，但動態(tài)輸出阻抗0.2Ω 偏大。利用圖2.5 中儲能或去耦電容C2、C1的低高頻阻抗，提供ADC 轉換時基準源管腳上的瞬間高頻電流，能非常好地解決基準源高頻輸出阻抗問題。

需要注意VREF 管腳上的10uF電容C2 不是旁路電容，而是SAR型ADC 的一部分，這個大電容不適合放在硅片上。在位判斷期間，由于各輸出位會在數(shù)十納秒或更快的時間內(nèi)建立，因此該儲能電容是用來補充開關電容陣列的，從而與內(nèi)部電容陣列上已有電荷一起平衡比較器。此大容值儲能電容需要滿足ADC 位判斷建立時間要求。為了降低它的高頻ESR，C2 優(yōu)先選用X5R 材質貼片陶瓷電容，確?？拷鶞试垂苣_VREFP 放置，并且在接近VREFN 模擬地管腳處接地，詳見圖2.6。

圖2.6 VREF 管腳儲能電容與芯片在/不在同一面的放置方法

2. 靜態(tài)工作電流

NCP431 是并聯(lián)型基準，原理類似穩(wěn)壓二極管，只能吸收電流，詳見圖2.7。在提供負載電流時，維持基準源兩端電壓不變，使流過限流電阻R1 的總電流不變，調(diào)節(jié)基準源自身的靜態(tài)電流減小，使得負載上的電流增加。需計算R1 取值，保證在最大負載電流情況下，有最夠的剩余靜態(tài)電流。

圖2.7 并聯(lián)型的靜態(tài)工作電流

NCP431 手冊中的最小靜態(tài)電流I(KA)min 為1mA，NCP431 輸出電壓調(diào)節(jié)電阻R2、R3 所吸收電流I(FB)為0.5mA，LPC82x 的REF 管腳所吸收平均電流I(REF)，約為100uA，留出裕量取1.5mA。總的靜態(tài)電流取3mA，算得決定靜態(tài)工作電流R1 的阻值：

3. 輸出電壓選擇

根據(jù)LPC82x 手冊，為了獲得最佳性能，VREFP 和VREFN 應當選擇與VDD 和VSS 相同的電壓電平。若VREFP 和VREFN 選擇不同于VDD 和VSS 的值，則應當確保電壓中間值是相同的：

實際測試發(fā)現(xiàn)基準電壓設置到3.0V 精度最理想，若再升高至接近LPC82x 的電源電壓3.3V，因為接近電源軌，ADC 的INL 實測值開始下降，因此標準電路中使用R2、R3 將NCP431的輸出電壓調(diào)整到此值，計算如下：

4. 溫漂與直流精度

溫漂和初始直流精度是基準源芯片的固有參數(shù)，溫漂越低初始精度越高，成本越高，溫漂25ppm 以下的基準幾乎都已經(jīng)超過LPC82x 芯片自身成本，詳見表2.2。

表2.2 基準電壓源參數(shù)與成本

綜合考慮NCP431 是相對合適的選擇，它是ONSemi 對TL431 的改進版本，最大溫漂由原92 ppm/℃改進為50 ppm/℃，初始準確度優(yōu)于0.5%。以25℃為參考溫度，在-40℃~+85℃范圍內(nèi)，該溫漂值引入的誤差約為0.3%，基本符合12 位ADC 采集精度的應用。

需要注意標準化電路中R2、R3 影響NCP431 的溫漂，應該選擇低溫漂系數(shù)25ppm以下電阻。如果考慮節(jié)省成本或者沒有可選電阻，為了不影響基準溫漂，使用如圖2.8 所示的2.5V 輸出電路替代。

圖2.8 不使用外部電阻的NCP431 基準源電路

基準電壓由3V 下降至2.5V 之后，對LPC82x 內(nèi)部ADC 的INL 會有輕微影響。

>>> 2.2.2 低噪聲模擬電源

為避免從電源端口串入干擾，需要低噪聲的供電電源。利用線性穩(wěn)壓器的紋波抑制比，可以從通常的數(shù)字環(huán)境開關電源獲得此低噪聲電源，詳見圖2.9。

圖2.9 低噪聲模擬電源電路

使用FB2、R4、C5 所組成的無源濾波網(wǎng)絡，可以有效改善1117 在高頻段紋波抑制比下降的問題，實現(xiàn)從低頻至高頻的紋波噪聲抑制。其中R3 與C5 形成截止頻率1.59KHz 的低通濾波器，使得3.3V 電源上常見的100kHz 以上開關電源紋波干擾衰減10dB 以上。磁珠FB2 在高頻時呈現(xiàn)高阻抗，結合C5 在高頻時形成更高衰減倍數(shù)的低通濾波器，有效濾除3.3V電源上尖峰毛刺噪聲。

線性穩(wěn)壓器使用SPX1117，紋波抑制比曲線詳見圖2.10，在低頻至10kHz 頻段有接近-60dB 的良好紋波抑制比，100kHz 之后快速下降。

圖2.10 SPX1117 的紋波抑制比

線性穩(wěn)壓器U2 應該靠近LPC82x 放置，其他數(shù)字電路不共用MCU 的3.3V 電源，如果考慮成本需要共用，數(shù)字部分電源單獨用LC 濾波電路隔離。

>>> 2.2.3 瞬態(tài)驅動

SAR 型ADC 輸入端在采樣期間具有瞬間充電過程，如果不處理信號源阻抗與內(nèi)部采樣電容的建立時間問題，不管是微處理器中內(nèi)置的還是外置的ADC，都得不到最好的輸出精度。標準化電路中使用運放加RC 組合電路詳見圖2.11。

圖2.11 內(nèi)部ADC 輸入端瞬態(tài)驅動電路

通過典型SAR 型ADC 輸入端等效電路，有助于理解瞬態(tài)驅動電路。如圖2.12 所示輸入端等效為一個開關S1 連接一個接到地的電容C_SH，在電壓采樣之前，采樣電容C_SH 通過開關S2 連到電源、電壓參考或地進行預充電，預充電電壓值由ADC 內(nèi)部電路決定。電壓采樣開始時，S2 打開S1 閉合。

圖2.12 SAR 型ADC 輸入端等效電路

當S1 閉合時，驅動電路從C_SH 注入或吸出電荷，而ADC 需要一定的時間來采樣信號。在這個采樣時間里，ADC 需要從驅動電路汲取足夠的電荷量給C_SH，使得系統(tǒng)達到1/2-LSB 的精度范圍之內(nèi)。

如果信號源阻抗R_O 過大，R_O、R_s1RS1、C_SH 組成的RC 網(wǎng)絡時間常數(shù)過大，導致采樣時間內(nèi)C_SH 上的電壓建立時間不足，采集到的電壓值將下降。比較好的解決方法詳見圖2.12，添加運放緩沖降低信號源內(nèi)阻，無論信號源阻抗R_O 高或者低都不會影響精度。

直接使用運放驅動ADC 輸入端時，S1 閉合瞬間的充電電流會干擾運放的輸出電壓，從而導致ADC 輸出結果不準確。為了使設計的電路精度到達更高，應該在運放與ADC 之間添加一個電阻R_in 電容C_in，C_in 是作為一個電荷存儲器，在采樣瞬間為ADC 的輸入端提供足夠的電荷，而R_in 用于避免運放驅動容性負載，使得運放工作更加穩(wěn)定。

>>> 2.2.4 輸入信號濾波

輸入信號自身可能包含有不期望的干擾信號，在輸入電路上添加濾波器抑制干擾，是必要的硬件抗干擾措施。如果通過采樣數(shù)據(jù)的后期數(shù)據(jù)處理濾除干擾，根據(jù)采樣定理，必須在硬件上設置抗混疊濾波器，限制輸入信號帶寬至1/2 采樣頻率以下。

1. 有源濾波器

標準化電路中復用ADC 驅動運放，實現(xiàn)三階有源低通濾波器，詳見圖2.13。

圖2.13 三階低通有源濾波器

濾波器的低通截止頻率設置為9kHz，類型為三階貝塞爾，具有良好的衰減特性。并且使用圖2.13 中的3 階電路形式，避免了常規(guī)單運放實現(xiàn)二階Sallen-Key 型濾波器拓撲，由于運放帶寬不夠，出現(xiàn)的高頻饋通問題。即使用帶寬不高的運放LMV358A，也不會出現(xiàn)高頻信號穿透濾波器，詳見圖2.14。

圖2.14 三階濾波器的頻率響應

2. 電阻噪聲與運放的電源抑制比

一般來說，有源濾波器自身可能產(chǎn)生噪聲，通常稱之為器件噪聲，其分別為電阻的熱噪聲、運放的電壓輸出噪聲。電阻值越大所引入的電阻噪聲越大，1kΩ 電阻的Johnson 噪聲大約是4nV/(Hz)^1/2，這個數(shù)值以電阻的平方根規(guī)律變化。若考慮到電阻噪聲，推薦的阻值是1~10kΩ。電阻噪聲最后可以歸結到的濾波電路中被濾除，但是它和運放輸出噪聲是電路中噪聲產(chǎn)生的源頭，在設計時要予以考慮，適當?shù)牟捎玫妥柚惦娮韬偷驮肼曔\放。

此外需考慮運放的電源抑制比。電源上的噪聲會隨著每個有源器件的電源引腳傳導到信號通路中，作為ADC 驅動放大器的運放，其自身的電源抑制比若不能抑制這些噪聲的話，噪聲就會疊加到運放的輸出中。特別是電路中采用了開關電源供電時，電源上會有高頻尖峰電壓噪聲，而運放的電源抑制比在高頻時通常下降得厲害，對它們沒有抑制作用。以標準電路圖中所用的運放LMV358A 為例，其電源抑制比詳見圖2.15。

圖2.15 LMV358A 電源抑制比

解決這個問題簡單方法是采用RC 低通濾波器對運放電源進行濾波，濾除其電源抑制比較低的高頻成分，如圖2.13 所示的R4、C7。若將運放的電源端視為高阻抗（其工作電流?。?，算得RC 濾波器的截止頻率約為：1.6kHz，可以對高頻干擾信號起到有效衰減。

3. 運放選型

使用LPC82x 內(nèi)部ADC 的采集應用，通常對器件成本的要求非常嚴酷，標準化電路設計考慮使用最低成本運放——LM358 系列。

經(jīng)典運放器件通常存在兩個問題，單電源條件下輸入和輸出信號范圍不能達到電源電壓（輸入輸出不能軌至軌），信號測量范圍窄；輸入失調(diào)電壓與偏置電流比較大，直流精度影響大，因此不能使用。但現(xiàn)在已經(jīng)有不少廠家生產(chǎn)LM358 兼容或改進產(chǎn)品，詳見表2.3。

表2.3 低成本運放參數(shù)選型

表中的數(shù)據(jù)表明，只有3peak 公司的改進型器件LMV358A，同時支持軌至軌輸入與輸出，F(xiàn)ET 輸入級并且失調(diào)電壓比較低，成本與原LM358 一致，能夠符合應用需求，因此標準化電路最終選用LMV358A。

>>> 2.2.5 模擬地與數(shù)字地

具有內(nèi)部ADC 的MCU 一般有獨立AGND管腳，以及普通GND 管腳。如何把AGND 連接到GND 往往模糊不清，避免二者相互干擾的最優(yōu)設計方法是，AGND 和GND 管腳都就近接到地平面，詳見圖2.16。

圖2.16 AGND 與GND 的連接處理

了解混合信號IC 內(nèi)部的接地管腳結構，有助于理解IC 設置獨立模擬地、數(shù)字地管腳的意圖，詳見圖2.17。使接地管腳保持獨立，可以避免將數(shù)字信號耦合至模擬電路內(nèi)。在IC 內(nèi)部，將硅片焊盤連接到封裝引腳的邦定線難免產(chǎn)生線焊電感L_PLP 和電阻R_PRP，IC 設計人員對此是無能為力的。如果共用地管腳，快速變化的數(shù)字電流在B 點產(chǎn)生電壓，對于模擬電路無法接受，IC 設計人員意圖分開接地管腳，排除此影響。

圖2.17 IC 內(nèi)部模擬與數(shù)字地的連接情況

但是，分開之后B 點電壓還會通過雜散電容C_STRAYCSTRAY 耦合至模擬電路的A 點。IC封裝每個引腳間約有0.2 pF 的寄生電容，是無法避免的。為了防止進一步耦合，AGND 和DGND 應通過最短的引線在外部連在一起，并接到模擬接地層。DGND 連接內(nèi)的任何額外阻抗將在B 點產(chǎn)生更多數(shù)字噪聲；繼而使更多數(shù)字噪聲通過雜散電容耦合至模擬電路。

>>> 2.2.6 I/O 扇出電流

由于LPC82x 只有一個電源管腳，即MCU 數(shù)字電源與內(nèi)部ADC 模擬電源共用。雖然這樣設計可以在小封裝中提供盡可能多的I/O 口，但是對模擬部分會帶來干擾問題：MCU工作時在電源上產(chǎn)生數(shù)字開關電流，通過共用管腳產(chǎn)生噪聲電壓，干擾內(nèi)部ADC。下面的優(yōu)化建議可以很大程度上避免干擾：

• 避免I/O 口直接驅動大電流，使用三極管或邏輯芯片間接驅動，詳見圖2.18；

• 若條件允許，則切換到低功耗模式下執(zhí)行ADC 采集。

圖2.18 使用驅動電路減小I/O 扇出