ZVS的實現(xiàn)方案解析和MOSFET的損耗分析

1. 反激應用中MOSFET的損耗分析

MOSFET的損耗主要包括如下幾個部分：

1導通損耗

導通損耗是比較容易理解的，即流過MOSFET的RMS電流在MOSFET的Rdson上的I^2R損耗。降低這個損耗也是大家最容易想到的，例如選用更低Rdson的管子，設計變換器進入更深的連續(xù)模式來降低RMS電流等。然而需要注意的是，Rdson和Q互相矛盾，最終，只能在兩者之間找到一個平衡點。

2關斷損耗

關斷損耗即MOSFET在關斷狀態(tài)下，流過MOSFET的漏電流和MOSFET承受的電壓之積。通常這項損耗是大家忽略的，實際上也是完全可以忽略的。例如一個耐壓600V左右的MOSFET，即便在150°C下，漏電流也僅僅是uA級的，帶來的損耗也僅僅是mW級的。

3開關損耗

開關損耗包括開通損耗和關斷損耗。開通損耗指的是MOSFET開通期間Ids上升和Vds下降交叉面積帶來的損耗；關斷損耗指的是MOSFET關斷期間Ids下降和Vds上升交叉面積帶來的損耗。

不論是開通損耗還是關斷損耗，主要是發(fā)生在米勒電容放電或者充電區(qū)間，即決定開關損耗的主要是米勒平臺的時間以及開關頻率。

對于目前的反激式應用，由于開關頻率普遍偏低（絕大多數(shù)低于100KHz），并且高壓輸入下CCM的深度很淺（對于全電壓工作的電源，絕大多數(shù)低壓CCM工作的，高壓基本上工作于DCM或非常接近DCM），同時加上MOSFET的進步（CoolMOS和Super Junction大大降低了Crss），實際應用中MOSFET的開通損耗是比較小的。拿一個使用CoolMOS或Super Junction MOSFET的電源，驅動開通電阻從幾歐到幾十歐甚至上百歐變動，效率幾乎不受影響。

由于反激原邊MOSFET關斷發(fā)生在最大電流處，因此關斷損耗通常比較可觀。為了降低關斷損耗，通常從加快關斷速度上想辦法。

4容性損耗

這里把容性損耗獨立于開關損耗來討論。容性損耗指的是MOSFET開通瞬間，DS間寄生電容通過MOSFET DS直接放電產生的損耗。我們經?？梢钥吹皆呺娏鞑ㄐ尾⒎且粋€理想的三角形或梯形，而是在開通瞬間存在一個電流尖峰，導致峰值電流控制模式的IC不得不做前沿消隱。

從一個MOSFET的規(guī)格書中，通常可以看到兩個可以用來直接估算容性損耗的參數(shù)，Eoss和Co(er)。拿英飛凌最新一代的CoolMOS IPD70R360P7S舉例：

Eoss@400V=1.8uJ，Co(er)=27pF(Vds=0~400V)

如果把Co(er)乘以Vds（400V）的平方再除以2，得到能量2.16uJ，和Eoss基本一致。

比較簡單的估算，如果開關頻率f=100KHz，則Vds=400V下的容性損耗約：

Pco=Eoss*f=0.18W

在實際應用中，這個損耗很可能是被低估的，有如下原因：

首先實際應用中，264VDC輸入下，輸入直流電壓374V，如果反射電壓100V，那開通瞬間的Vds電壓可能在374-100=274V（QR）到374+100=474V之間，即實際的Eoss可能大于或者小于規(guī)格書給出的值；

其次實際應用中，MOSFET的DS間等效電容不僅包含MOSFET本身電容，還有變壓器寄生電容，后者很可能大于前者，這種情況下，實際Eoss損耗會遠大于計算值。

5驅動損耗

驅動損耗即Ciss的充放電損耗，計算方法如下：

Pdrv=Qg*Udrv*f

通常應用下也被忽略，一方面由于MOSFET的進步，Qg有了顯著的降低，一方面頻率比較低。例如IPD70R360P7S，Qg=16.4nC（Vgs=0~10V，Vds=400V），驅動電壓10V，工作頻率100K下，驅動損耗僅為：

Pdrv=16.4*10*100/1000=16.4mW

需要注意的是，與前面幾項損耗不同，驅動損耗雖然是MOSFET的結電容充放電導致的，但絕大部分沒有損耗在MOSFET上，而是損耗在驅動IC和驅動電阻上。

2. ZVS的實現(xiàn)方案

ZVS即在MOSFET驅動到來前，Vds電壓已經為零了。由于節(jié)點電容上電壓的存在，要實現(xiàn)ZVS，需要一個和勵磁電流反向的電流流過變壓器原邊電感。傳統(tǒng)的QR，由于退磁后變壓器初級電感的初始電壓即副邊反射電壓，振蕩是阻尼的，因此開關節(jié)點可能達到的最低電壓只能是Vin-Vor，能不能ZVS取決于輸入電壓和反射電壓。對于寬范圍輸入，不太可能全輸入范圍實現(xiàn)ZVS；如果再加上寬范圍輸出（比如PD協(xié)議5-20V輸出的適配器），ZVS的實現(xiàn)就愈發(fā)困難。

為了實現(xiàn)這個反向的電流，對電感而言，只需對它反向勵磁，有源鉗位反激就是這樣一個思路。

相對于傳統(tǒng)反激，有源鉗位反激中RCD吸收不可控導通的D變成了可控導通的MOSFET，鉗位電容容值遠大于吸收電容。漏感能量存儲在鉗位電容中，在鉗位電容上形成一個相對平穩(wěn)的電壓。在原邊主MOSFET開通前，如果先將鉗位管開通一段時間，原邊電感將反向勵磁，關斷鉗位管后，勵磁電流方向不變，這個電流抽取結電容電荷，最后實現(xiàn)主MOSFET的ZVS。

有源鉗位的好處是不僅實現(xiàn)了ZVS，同時能夠回收漏感能量，但從電路結構上，增加了一顆高邊鉗位管，控制IC需要高壓浮區(qū)，成本大幅上升。

本文要討論的ZVS反激，講的是不改變傳統(tǒng)反激電路基本結構，不增加額外的器件，僅從控制上想辦法來實現(xiàn)。

前面提到，為了實現(xiàn)ZVS，需要在原邊管開通前，在原邊電感上形成原邊一個負電流，即原邊電感需要反相勵磁。ACF根本方法就是在原邊電感上直接反相勵磁，代價是必須增加一個可控開通和關斷MOSFET。

對于Flyback，變壓器本質上是一個耦合電感，要在原邊電感形成負電流，這反相勵磁其實是可以從任一繞組上來操作的，因為關斷后，能量可以從任一繞組釋放?；谶@個原理，ZVS的實現(xiàn)就變得相當簡單了。試想一下，工作在DCM下，帶有有同步整流的Flyback，如果副邊退磁完成后同步整流繼續(xù)保持開通，那么輸出電壓將會從輸出繞組對變壓器勵磁，只要在原邊開通前一定時間內關斷同步整流，變壓器內存儲的能量就會尋找途徑釋放，而此時，它就會反抽原邊開關節(jié)點電容形成負電流，只要勵磁能量足夠，反抽時間（同步整流關斷到原邊開通的死區(qū)時間）合適，就能確保零電壓開通。

當然，勵磁可以在變壓器上其他任何一個耦合的繞組上進行。

先上第一個原理圖，是我前兩年搭的一個實驗電路，用一個定頻PWM控制器配合一些數(shù)字邏輯電路，實現(xiàn)同步整流與原邊驅動的互補輸出，同時留有死區(qū)，這個電路經過驗證，DCM下可以從副邊同步整流倒灌，實現(xiàn)原邊零電壓開通。至于原理，相信大家仔細看看都能理解。

這種方案有一個很大的問題，注入的能量損耗可能遠超過ZVS帶來的收益。

同步整流如果與原邊完全互補，那深度DCM下，反灌到變壓器的能量可能遠大于原邊結電容存儲能量，較大的能量在一來一回中損失了。接下來上另一個圖，這種實現(xiàn)非互補的驅動，只是在原邊開通前打出一個小脈沖，不多不少，正好能夠抽干結電容能量就好。

三.波形與PCB

saber開環(huán)仿真波形圖。

電路實測波形圖

這個驗證版本的PCB圖，由于384x電流控制模式在輕載下易受到干擾，特別是頻率升高后，發(fā)波出現(xiàn)間歇，驗證版本改成了電壓控制模式的UCC25705，PCB沒有更新