學(xué)好adc信號(hào)調(diào)理電路設(shè)計(jì),你只需把握這幾個(gè)知識(shí)點(diǎn)就可以

閱讀本文你可以學(xué)到高度復(fù)用的軟件設(shè)計(jì)原則和面向接口編程的開發(fā)思想，聚焦自己的“核心域”，改變自己的編程思維，實(shí)現(xiàn)企業(yè)和個(gè)人的共同進(jìn)步。

第二章為ADC 信號(hào)調(diào)理電路設(shè)計(jì)，本文為 2.1 應(yīng)用背景和2.2 電路設(shè)計(jì)。

本章導(dǎo)讀：

對(duì)于開發(fā)者來說，最難的是模擬電路的設(shè)計(jì)。不僅需要投入大量的儀器設(shè)備，而且還需要理論水平很高且實(shí)踐經(jīng)驗(yàn)很豐富的指導(dǎo)老師，才有可能設(shè)計(jì)出符合要求的模擬電路。通過分析用戶設(shè)計(jì)的模擬電路，發(fā)現(xiàn)大多數(shù)開發(fā)者對(duì)模擬電路的設(shè)計(jì)細(xì)節(jié)知之甚少。

雖然很多半導(dǎo)體公司提供了琳瑯滿目的設(shè)計(jì)參考資料，但介紹到某些關(guān)鍵之處時(shí)還是讓人感到語(yǔ)焉不詳，這就是大部分開發(fā)者對(duì)模擬電路仍然心有余悸的原因。就拿MCU 供應(yīng)商來說，其提供的資料更多的是數(shù)字電路的設(shè)計(jì)和基本的軟件資料。幾乎所有的MCU 供應(yīng)商都不提供具有一定價(jià)值的應(yīng)用電路設(shè)計(jì)參考，各個(gè)廠商提供的資料可以說千篇一律，你想要的沒有。其實(shí)這些知識(shí)對(duì)于開發(fā)者來說都屬于非核心域知識(shí)，卻要花費(fèi)很多時(shí)間投入其中。

基于此，我們對(duì)MCU 內(nèi)部提供的各種各樣的ADC 所需的外圍電路進(jìn)行了標(biāo)準(zhǔn)化的設(shè)計(jì)，期望推動(dòng)整個(gè)行業(yè)的設(shè)計(jì)水平。因?yàn)闊o論任何需求都存在共性和差異性，所以只要掌握正確設(shè)計(jì)方法，就能夠達(dá)到舉一反三的效果。

2.1 應(yīng)用背景

>>> 2.1.1 標(biāo)稱精度

LPC824 內(nèi)部有一個(gè)12 位SAR 型ADC，多達(dá)12 個(gè)輸入通道以及多個(gè)內(nèi)部和外部觸發(fā)器輸入，其采樣率高達(dá)1.2MS/s。與獨(dú)立12 位ADC 芯片相比，手冊(cè)標(biāo)注的關(guān)鍵參數(shù)非常接近，理論上可以實(shí)現(xiàn)比較好的采集精度，詳見表2.1。在實(shí)際的應(yīng)用中，用戶測(cè)試結(jié)果和標(biāo)稱值相差很遠(yuǎn)，表現(xiàn)出內(nèi)部ADC 精度差，這是ADC 外部電路設(shè)計(jì)不合理所造成的。

表2.1 LPC82x 內(nèi)部ADC 關(guān)鍵參數(shù)

>>> 2.1.2 外圍電路

如圖2.1 所示使用LPC82x 內(nèi)部ADC 的采樣系統(tǒng)，所需外圍支持電路包含基準(zhǔn)源、供電電源、驅(qū)動(dòng)電路、信號(hào)調(diào)理電路等幾部分，從原理上看這幾部分都影響ADC 的性能指標(biāo)。

圖2.1 內(nèi)部ADC 所需的外圍支持電路

>>> 2.1.3 干擾源

絕大多數(shù)MCU 內(nèi)部集成的ADC 幾乎都是逐次逼近（SAR）型，因?yàn)樗褂瞄_關(guān)電容結(jié)構(gòu)，半導(dǎo)體工藝容易實(shí)現(xiàn)。由于SAR 型ADC 有多個(gè)有效輸入端口，因此也容易受到干擾。典型SAR 型ADC 內(nèi)部結(jié)構(gòu)詳見圖2.2，分析它的工作原理有助于理解干擾的引入路徑。

圖2.2 SAR 型ADC 內(nèi)部結(jié)構(gòu)

它通過兩個(gè)階段確定ADC輸出碼，由于采集階段開關(guān)SW+和SW-最初是關(guān)閉的，所有開關(guān)均連接到IN+和IN-模擬輸入，因此各電容用作采樣電容，實(shí)現(xiàn)采集輸入端的模擬信號(hào)。在轉(zhuǎn)換階段SW+和SW-是打開的，模擬輸入與內(nèi)各部電容斷開，電容作用到比較器輸入時(shí)，將導(dǎo)致比較器不穩(wěn)定。AR 算法從MSB 開始，切換REF 與REFGND 之間的權(quán)電容陣列的各元件，使比較器重新回到平衡狀態(tài)，由此將產(chǎn)生代表模擬輸入的輸出數(shù)字代碼。

轉(zhuǎn)換過程中代表被測(cè)輸入信號(hào)的總電量，在權(quán)電容陣列中的各電容兩端不斷重復(fù)分布，每bit 的轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)都根據(jù)與基準(zhǔn)源的比較結(jié)果產(chǎn)生，從而決定輸出代碼是0 還是1，基準(zhǔn)源上的任何噪聲都會(huì)對(duì)輸出代碼產(chǎn)生直接影響。如果比較過程中電源端、地回路存在干擾，使得內(nèi)部比較器的結(jié)果變動(dòng)，同樣也會(huì)間接導(dǎo)致ADC 輸出數(shù)據(jù)位不穩(wěn)定，詳見圖2.3。

圖2.3 SAR 型ADC 有多個(gè)有效輸入端口

SAR 型ADC 這種多次反復(fù)比較結(jié)構(gòu)，基準(zhǔn)源、電源、地、或數(shù)字接口都有可能串入干擾信號(hào)，等效于存在多個(gè)有效輸入端口，而不僅僅只有一個(gè)信號(hào)輸入端。防止外部干擾信號(hào)，從ADC 信號(hào)輸入端以外的引腳耦合進(jìn)來，才能得到到穩(wěn)定的數(shù)據(jù)輸出。

2.2 電路設(shè)計(jì)

提高內(nèi)部SAR 型ADC 精度的要點(diǎn)在于逐一排除各有效輸入端口上的干擾，詳見圖2.4。

圖2.4 消除ADC 外圍支持電路干擾的方法

根據(jù)對(duì)精度的影響程度，電壓基準(zhǔn)源電路的設(shè)計(jì)占80%的工作量，低噪聲模擬電源占5%，輸入端瞬態(tài)驅(qū)動(dòng)占5%，其它抗干擾措施占10%。

>>> 2.2.1 基準(zhǔn)源

基準(zhǔn)電壓直接影響ADC 數(shù)字輸出，要求低噪聲、低輸出阻抗、溫度穩(wěn)定性良好，標(biāo)準(zhǔn)化電路詳見圖2.5。

圖2.5 低噪聲與低輸出阻抗基準(zhǔn)電壓源電路

其中，C2、C1 是內(nèi)部ADC 參考源管腳的儲(chǔ)能電容，R2、R3 用于設(shè)定參考源芯片NCP431的輸出電壓，R1 用于設(shè)定NCP431 的靜態(tài)工作電流，磁珠FB1 與R1 串聯(lián)，與C2 形成低通濾波器，濾除基準(zhǔn)源供電3.3V 上可能存在的高頻干擾。

1. 低噪聲和低輸出阻抗

基準(zhǔn)電壓源芯片使用低成本NCP431，輸出噪聲10uVpp，輸出阻抗0.2Ω。噪聲值用于12 位精度已經(jīng)足夠低，但動(dòng)態(tài)輸出阻抗0.2Ω 偏大。利用圖2.5 中儲(chǔ)能或去耦電容C2、C1的低高頻阻抗，提供ADC 轉(zhuǎn)換時(shí)基準(zhǔn)源管腳上的瞬間高頻電流，能非常好地解決基準(zhǔn)源高頻輸出阻抗問題。

需要注意VREF 管腳上的10uF電容C2 不是旁路電容，而是SAR型ADC 的一部分，這個(gè)大電容不適合放在硅片上。在位判斷期間，由于各輸出位會(huì)在數(shù)十納秒或更快的時(shí)間內(nèi)建立，因此該儲(chǔ)能電容是用來補(bǔ)充開關(guān)電容陣列的，從而與內(nèi)部電容陣列上已有電荷一起平衡比較器。此大容值儲(chǔ)能電容需要滿足ADC 位判斷建立時(shí)間要求。為了降低它的高頻ESR，C2 優(yōu)先選用X5R 材質(zhì)貼片陶瓷電容，確?？拷鶞?zhǔn)源管腳VREFP 放置，并且在接近VREFN 模擬地管腳處接地，詳見圖2.6。

圖2.6 VREF 管腳儲(chǔ)能電容與芯片在/不在同一面的放置方法

2. 靜態(tài)工作電流

NCP431 是并聯(lián)型基準(zhǔn)，原理類似穩(wěn)壓二極管，只能吸收電流，詳見圖2.7。在提供負(fù)載電流時(shí)，維持基準(zhǔn)源兩端電壓不變，使流過限流電阻R1 的總電流不變，調(diào)節(jié)基準(zhǔn)源自身的靜態(tài)電流減小，使得負(fù)載上的電流增加。需計(jì)算R1 取值，保證在最大負(fù)載電流情況下，有最夠的剩余靜態(tài)電流。

圖2.7 并聯(lián)型的靜態(tài)工作電流

NCP431 手冊(cè)中的最小靜態(tài)電流I(KA)min 為1mA，NCP431 輸出電壓調(diào)節(jié)電阻R2、R3 所吸收電流I(FB)為0.5mA，LPC82x 的REF 管腳所吸收平均電流I(REF)，約為100uA，留出裕量取1.5mA?？偟撵o態(tài)電流取3mA，算得決定靜態(tài)工作電流R1 的阻值：

3. 輸出電壓選擇

根據(jù)LPC82x 手冊(cè)，為了獲得最佳性能，VREFP 和VREFN 應(yīng)當(dāng)選擇與VDD 和VSS 相同的電壓電平。若VREFP 和VREFN 選擇不同于VDD 和VSS 的值，則應(yīng)當(dāng)確保電壓中間值是相同的：

實(shí)際測(cè)試發(fā)現(xiàn)基準(zhǔn)電壓設(shè)置到3.0V 精度最理想，若再升高至接近LPC82x 的電源電壓3.3V，因?yàn)榻咏娫窜?，ADC 的INL 實(shí)測(cè)值開始下降，因此標(biāo)準(zhǔn)電路中使用R2、R3 將NCP431的輸出電壓調(diào)整到此值，計(jì)算如下：

4. 溫漂與直流精度

溫漂和初始直流精度是基準(zhǔn)源芯片的固有參數(shù)，溫漂越低初始精度越高，成本越高，溫漂25ppm 以下的基準(zhǔn)幾乎都已經(jīng)超過LPC82x 芯片自身成本，詳見表2.2。

表2.2 基準(zhǔn)電壓源參數(shù)與成本

綜合考慮NCP431 是相對(duì)合適的選擇，它是ONSemi 對(duì)TL431 的改進(jìn)版本，最大溫漂由原92 ppm/℃改進(jìn)為50 ppm/℃，初始準(zhǔn)確度優(yōu)于0.5%。以25℃為參考溫度，在-40℃~+85℃范圍內(nèi)，該溫漂值引入的誤差約為0.3%，基本符合12 位ADC 采集精度的應(yīng)用。

需要注意標(biāo)準(zhǔn)化電路中R2、R3 影響NCP431 的溫漂，應(yīng)該選擇低溫漂系數(shù)25ppm以下電阻。如果考慮節(jié)省成本或者沒有可選電阻，為了不影響基準(zhǔn)溫漂，使用如圖2.8 所示的2.5V 輸出電路替代。

圖2.8 不使用外部電阻的NCP431 基準(zhǔn)源電路

基準(zhǔn)電壓由3V 下降至2.5V 之后，對(duì)LPC82x 內(nèi)部ADC 的INL 會(huì)有輕微影響。

>>> 2.2.2 低噪聲模擬電源

為避免從電源端口串入干擾，需要低噪聲的供電電源。利用線性穩(wěn)壓器的紋波抑制比，可以從通常的數(shù)字環(huán)境開關(guān)電源獲得此低噪聲電源，詳見圖2.9。

圖2.9 低噪聲模擬電源電路

使用FB2、R4、C5 所組成的無源濾波網(wǎng)絡(luò)，可以有效改善1117 在高頻段紋波抑制比下降的問題，實(shí)現(xiàn)從低頻至高頻的紋波噪聲抑制。其中R3 與C5 形成截止頻率1.59KHz 的低通濾波器，使得3.3V 電源上常見的100kHz 以上開關(guān)電源紋波干擾衰減10dB 以上。磁珠FB2 在高頻時(shí)呈現(xiàn)高阻抗，結(jié)合C5 在高頻時(shí)形成更高衰減倍數(shù)的低通濾波器，有效濾除3.3V電源上尖峰毛刺噪聲。

線性穩(wěn)壓器使用SPX1117，紋波抑制比曲線詳見圖2.10，在低頻至10kHz 頻段有接近-60dB 的良好紋波抑制比，100kHz 之后快速下降。

圖2.10 SPX1117 的紋波抑制比

線性穩(wěn)壓器U2 應(yīng)該靠近LPC82x 放置，其他數(shù)字電路不共用MCU 的3.3V 電源，如果考慮成本需要共用，數(shù)字部分電源單獨(dú)用LC 濾波電路隔離。

>>> 2.2.3 瞬態(tài)驅(qū)動(dòng)

SAR 型ADC 輸入端在采樣期間具有瞬間充電過程，如果不處理信號(hào)源阻抗與內(nèi)部采樣電容的建立時(shí)間問題，不管是微處理器中內(nèi)置的還是外置的ADC，都得不到最好的輸出精度。標(biāo)準(zhǔn)化電路中使用運(yùn)放加RC 組合電路詳見圖2.11。

圖2.11 內(nèi)部ADC 輸入端瞬態(tài)驅(qū)動(dòng)電路

通過典型SAR 型ADC 輸入端等效電路，有助于理解瞬態(tài)驅(qū)動(dòng)電路。如圖2.12 所示輸入端等效為一個(gè)開關(guān)S1 連接一個(gè)接到地的電容CSH，在電壓采樣之前，采樣電容CSH通過開關(guān)S2 連到電源、電壓參考或地進(jìn)行預(yù)充電，預(yù)充電電壓值由ADC 內(nèi)部電路決定。電壓采樣開始時(shí)，S2 打開S1 閉合。

圖2.12 SAR 型ADC 輸入端等效電路

當(dāng)S1 閉合時(shí)，驅(qū)動(dòng)電路從CSH注入或吸出電荷，而ADC 需要一定的時(shí)間來采樣信號(hào)。在這個(gè)采樣時(shí)間里，ADC 需要從驅(qū)動(dòng)電路汲取足夠的電荷量給CSH，使得系統(tǒng)達(dá)到1/2-LSB 的精度范圍之內(nèi)。

如果信號(hào)源阻抗RO過大，RO、Rs1RS1、CSH組成的RC 網(wǎng)絡(luò)時(shí)間常數(shù)過大，導(dǎo)致采樣時(shí)間內(nèi)CSH上的電壓建立時(shí)間不足，采集到的電壓值將下降。比較好的解決方法詳見圖2.12，添加運(yùn)放緩沖降低信號(hào)源內(nèi)阻，無論信號(hào)源阻抗RO 高或者低都不會(huì)影響精度。

直接使用運(yùn)放驅(qū)動(dòng)ADC 輸入端時(shí)，S1 閉合瞬間的充電電流會(huì)干擾運(yùn)放的輸出電壓，從而導(dǎo)致ADC 輸出結(jié)果不準(zhǔn)確。為了使設(shè)計(jì)的電路精度到達(dá)更高，應(yīng)該在運(yùn)放與ADC 之間添加一個(gè)電阻Rin 電容Cin，Cin 是作為一個(gè)電荷存儲(chǔ)器，在采樣瞬間為ADC 的輸入端提供足夠的電荷，而Rin 用于避免運(yùn)放驅(qū)動(dòng)容性負(fù)載，使得運(yùn)放工作更加穩(wěn)定。

>>> 2.2.4 輸入信號(hào)濾波

輸入信號(hào)自身可能包含有不期望的干擾信號(hào)，在輸入電路上添加濾波器抑制干擾，是必要的硬件抗干擾措施。如果通過采樣數(shù)據(jù)的后期數(shù)據(jù)處理濾除干擾，根據(jù)采樣定理，必須在硬件上設(shè)置抗混疊濾波器，限制輸入信號(hào)帶寬至1/2 采樣頻率以下。

1. 有源濾波器

標(biāo)準(zhǔn)化電路中復(fù)用ADC 驅(qū)動(dòng)運(yùn)放，實(shí)現(xiàn)三階有源低通濾波器，詳見圖2.13。

圖2.13 三階低通有源濾波器

濾波器的低通截止頻率設(shè)置為9kHz，類型為三階貝塞爾，具有良好的衰減特性。并且使用圖2.13 中的3 階電路形式，避免了常規(guī)單運(yùn)放實(shí)現(xiàn)二階Sallen-Key 型濾波器拓?fù)?，由于運(yùn)放帶寬不夠，出現(xiàn)的高頻饋通問題。即使用帶寬不高的運(yùn)放LMV358A，也不會(huì)出現(xiàn)高頻信號(hào)穿透濾波器，詳見圖2.14。

圖2.14 三階濾波器的頻率響應(yīng)

2. 電阻噪聲與運(yùn)放的電源抑制比

一般來說，有源濾波器自身可能產(chǎn)生噪聲，通常稱之為器件噪聲，其分別為電阻的熱噪聲、運(yùn)放的電壓輸出噪聲。電阻值越大所引入的電阻噪聲越大，1kΩ 電阻的Johnson 噪聲大約是4nV/(Hz)1/2，這個(gè)數(shù)值以電阻的平方根規(guī)律變化。若考慮到電阻噪聲，推薦的阻值是1~10kΩ。電阻噪聲最后可以歸結(jié)到的濾波電路中被濾除，但是它和運(yùn)放輸出噪聲是電路中噪聲產(chǎn)生的源頭，在設(shè)計(jì)時(shí)要予以考慮，適當(dāng)?shù)牟捎玫妥柚惦娮韬偷驮肼曔\(yùn)放。

此外需考慮運(yùn)放的電源抑制比。電源上的噪聲會(huì)隨著每個(gè)有源器件的電源引腳傳導(dǎo)到信號(hào)通路中，作為ADC 驅(qū)動(dòng)放大器的運(yùn)放，其自身的電源抑制比若不能抑制這些噪聲的話，噪聲就會(huì)疊加到運(yùn)放的輸出中。特別是電路中采用了開關(guān)電源供電時(shí)，電源上會(huì)有高頻尖峰電壓噪聲，而運(yùn)放的電源抑制比在高頻時(shí)通常下降得厲害，對(duì)它們沒有抑制作用。以標(biāo)準(zhǔn)電路圖中所用的運(yùn)放LMV358A 為例，其電源抑制比詳見圖2.15。

圖2.15 LMV358A 電源抑制比

解決這個(gè)問題簡(jiǎn)單方法是采用RC 低通濾波器對(duì)運(yùn)放電源進(jìn)行濾波，濾除其電源抑制比較低的高頻成分，如圖2.13 所示的R4、C7。若將運(yùn)放的電源端視為高阻抗（其工作電流?。?，算得RC 濾波器的截止頻率約為：1.6kHz，可以對(duì)高頻干擾信號(hào)起到有效衰減。

3. 運(yùn)放選型

使用LPC82x 內(nèi)部ADC 的采集應(yīng)用，通常對(duì)器件成本的要求非常嚴(yán)酷，標(biāo)準(zhǔn)化電路設(shè)計(jì)考慮使用最低成本運(yùn)放——LM358 系列。

經(jīng)典運(yùn)放器件通常存在兩個(gè)問題，單電源條件下輸入和輸出信號(hào)范圍不能達(dá)到電源電壓（輸入輸出不能軌至軌），信號(hào)測(cè)量范圍窄；輸入失調(diào)電壓與偏置電流比較大，直流精度影響大，因此不能使用。但現(xiàn)在已經(jīng)有不少?gòu)S家生產(chǎn)LM358 兼容或改進(jìn)產(chǎn)品，詳見表2.3。

表2.3 低成本運(yùn)放參數(shù)選型

表中的數(shù)據(jù)表明，只有3peak 公司的改進(jìn)型器件LMV358A，同時(shí)支持軌至軌輸入與輸出，F(xiàn)ET 輸入級(jí)并且失調(diào)電壓比較低，成本與原LM358 一致，能夠符合應(yīng)用需求，因此標(biāo)準(zhǔn)化電路最終選用LMV358A。

>>> 2.2.5 模擬地與數(shù)字地

具有內(nèi)部ADC 的MCU 一般有獨(dú)立AGND管腳，以及普通GND 管腳。如何把AGND 連接到GND 往往模糊不清，避免二者相互干擾的最優(yōu)設(shè)計(jì)方法是，AGND 和GND 管腳都就近接到地平面，詳見圖2.16。

圖2.16 AGND 與GND 的連接處理

了解混合信號(hào)IC 內(nèi)部的接地管腳結(jié)構(gòu)，有助于理解IC 設(shè)置獨(dú)立模擬地、數(shù)字地管腳的意圖，詳見圖2.17。使接地管腳保持獨(dú)立，可以避免將數(shù)字信號(hào)耦合至模擬電路內(nèi)。在IC 內(nèi)部，將硅片焊盤連接到封裝引腳的邦定線難免產(chǎn)生線焊電感LPLP和電阻RPRP，IC 設(shè)計(jì)人員對(duì)此是無能為力的。如果共用地管腳，快速變化的數(shù)字電流在B 點(diǎn)產(chǎn)生電壓，對(duì)于模擬電路無法接受，IC 設(shè)計(jì)人員意圖分開接地管腳，排除此影響。

圖2.17 IC 內(nèi)部模擬與數(shù)字地的連接情況

但是，分開之后B 點(diǎn)電壓還會(huì)通過雜散電容CSTRAYCSTRAY耦合至模擬電路的A 點(diǎn)。IC封裝每個(gè)引腳間約有0.2 pF 的寄生電容，是無法避免的。為了防止進(jìn)一步耦合，AGND 和DGND 應(yīng)通過最短的引線在外部連在一起，并接到模擬接地層。DGND 連接內(nèi)的任何額外阻抗將在B 點(diǎn)產(chǎn)生更多數(shù)字噪聲；繼而使更多數(shù)字噪聲通過雜散電容耦合至模擬電路。

>>> 2.2.6 I/O 扇出電流

由于LPC82x 只有一個(gè)電源管腳，即MCU 數(shù)字電源與內(nèi)部ADC 模擬電源共用。雖然這樣設(shè)計(jì)可以在小封裝中提供盡可能多的I/O 口，但是對(duì)模擬部分會(huì)帶來干擾問題：MCU工作時(shí)在電源上產(chǎn)生數(shù)字開關(guān)電流，通過共用管腳產(chǎn)生噪聲電壓，干擾內(nèi)部ADC。下面的優(yōu)化建議可以很大程度上避免干擾：

• 避免I/O 口直接驅(qū)動(dòng)大電流，使用三極管或邏輯芯片間接驅(qū)動(dòng)；

• 若條件允許，則切換到低功耗模式下執(zhí)行ADC 采集。