很實用的雙功率模式寬帶功率放大器設(shè)計

摘 要：針對LTE-A移動終端應(yīng)用，采用雙功率模式架構(gòu)設(shè)計了一款寬帶功率放大器，利用功放工作模式的切換，改善了功放回退區(qū)域的效率。該功放還采用了InGaP/GaAs HBT和AlGaAs/InGaAs pHEMT的一體化工藝，將功放電路與控制電路單片集成，實現(xiàn)模式控制的片上切換，能有效提高功放的集成度。該功放在工作電壓為3.4 V，頻率2.3～2.69 GHz范圍內(nèi)，使用10 MHz LTE調(diào)制信號輸入，在輸出功率為10 dBm時，測得LPM相對于HPM效率提高至少6%，有效提高了功放功率回退時的效率，功放的性能在全頻帶內(nèi)滿足3GPP協(xié)議要求。

無線通訊系統(tǒng)中，射頻功率放大器(Power Amplifiers，PA)是影響手持移動終端續(xù)航時間的重要因素之一，尤其是LTE-A移動通信網(wǎng)絡(luò)對功放的線性度和效率提出了更高的要求。LTE-A是LTE-Advanced的簡稱，是LTE的演進。LTE-A協(xié)議采用正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)，頻譜效率高，峰值平均功率(PAPR)比較大。例如LTE-A QPSK調(diào)制信號，帶寬為10 MHz，資源塊(Resources Block)數(shù)為12 RB時，其信號PAPR可達7 dB以上^[1]。由于LTE-A系統(tǒng)信號的高PAPR，功率放大器主要工作在遠離最高線性輸出功率的功率回退區(qū)域，從而導(dǎo)致功放的平均效率降低，大大降低了移動終端的使用時長。

目前，已有很多關(guān)于功放平均效率改善技術(shù)的研究。具有代表性的技術(shù)如包絡(luò)消除與恢復(fù)技術(shù)(EER)^[2]和包絡(luò)跟蹤技術(shù)(ET)^[3]，均通過附加的電源電壓調(diào)制模塊根據(jù)信號包絡(luò)調(diào)節(jié)不同輸入信號下電源電壓大小，以此提高功放的平均效率；但是其附加的控制電路增加了芯片的尺寸，增加了功放的復(fù)雜度和成本。

因此，本文介紹了一種帶有高功率模式(High Power Mode，HPM)和低功率模式(Low Power Mode，LPM)兩種功率模式的功率放大器來提高功率放大器在低功率輸出區(qū)域的效率。兩種功率模式分別設(shè)計相應(yīng)的線性功率放大器，并通過開關(guān)切換實現(xiàn)模式切換。開關(guān)采用簡單實用的pHEMT工藝設(shè)計，且該開關(guān)工藝可以與InGaP/GaAs HBT工藝在同一個晶圓上實現(xiàn)。所以，通過這兩種工藝的應(yīng)用可將雙功率模式功放單芯片實現(xiàn)，減小功放的尺寸。另外，為了簡化射頻前端，還將采用寬帶化設(shè)計。

1 功放的設(shè)計與分析

基于以上的設(shè)計考慮，一個電源電壓為3.4 V，工作在2.3～2.69 GHz范圍內(nèi)的雙功率模式寬帶功率放大器原理圖如圖1所示。圖1所示功放原理圖，其中陰影部分為單芯片集成（MMIC）部分，只有輸出匹配和電源供給通過片外實現(xiàn)，控制電路和偏置電路也與功放集成在同一個芯片(die)上。

圖1所示功放架構(gòu)，HPM鏈路由SW1、Q1、Q2和Q3構(gòu)成；LPM鏈路由SW2、SW3、Q4和Q5構(gòu)成。高功率模式時，功放級Q1、Q2和Q3工作，功放級Q4和Q5關(guān)閉，射頻開關(guān)SW1打開，射頻開關(guān)SW2和SW3關(guān)閉。低功率模式時，功放級Q1、Q2和Q3關(guān)閉，功放級Q4和Q5工作，射頻開關(guān)SW1關(guān)閉，射頻開關(guān)SW2和SW3打開。功放和開關(guān)的開與關(guān)分別由偏置和開關(guān)控制電路控制。

1.1 高和低功率功放設(shè)計

功放的HPM鏈路通過一個三級功放實現(xiàn)，如圖1所示。其中功放第一級要為后級提供足夠的驅(qū)動，設(shè)計時使第一級偏置在A類以提高整個功率放大器的線性度及提供高增益，由于第一級輸出功率較小，發(fā)射極面積大小為300 μm²；功放第二級為功放驅(qū)動級，主要使輸出級能獲得足夠的功率輸出，輸出級偏置于淺AB類，驅(qū)動輸出該級發(fā)射極面積大小為840 μm²；第三級主要起功率放大的作用，偏置在深A(yù)B類工作狀態(tài)以提高功放效率，由于工作電流大，其發(fā)射極面積大小為4 500 μm²。為了實現(xiàn)寬帶，功放的第一級和第二級都應(yīng)用了RC負反饋網(wǎng)絡(luò)，該負反饋網(wǎng)絡(luò)可以增加功放的增益平坦度，并一定程度降低功放管的非線性影響。另外，二三級之間采用了兩級LC的寬帶高效匹配結(jié)構(gòu)。

功放的LPM鏈路通過一個二級功放實現(xiàn)，如圖1所示。其中功放第一級要提供增益和為后級提供足夠的驅(qū)動，設(shè)計時使第一級偏置在AB類，發(fā)射極面積大小為300 μm²；第二級主要起功率放大的作用，其偏置在深A(yù)B類工作狀態(tài)以提高功放效率，其發(fā)射極面積大小為540 μm²。為了增加帶寬，功放的第一級應(yīng)用了RC負反饋網(wǎng)絡(luò)。

功放的HPM輸出匹配網(wǎng)絡(luò)采用了兩級LC串聯(lián)匹配網(wǎng)絡(luò)提高輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的帶寬；另外，為了能在較寬的頻率范圍內(nèi)獲得較高諧波抑制，提高功放的效率和線性度，在功放輸出的集電極添加了兩個并聯(lián)的諧波抑制網(wǎng)絡(luò)。LPM的目標是工作在功放線性回退區(qū)，例如功率回退10 dB。兩種模式分別設(shè)置最優(yōu)阻抗，因此在功率回退的時候能提高功放效率。

1.2 控制電路設(shè)計

圖1中所示控制電路包括：電壓基準電路、邏輯控制電路和功放偏置電壓控制電路。

電壓基準電路如圖2所示，通過該電路可為功放的偏置電路提供偏置電壓Vreg。該基準電路為一個簡單的鏡像電路，通過晶體管Q6、Q7和電阻R可為偏置電路提供基準電壓Vreg；該電路可通過使能端Ven的電位高與低來控制基準電路的工作與關(guān)閉；當(dāng)基準電路關(guān)閉也意味著整個功放處于關(guān)閉狀態(tài)。

圖3所示為功放模式切換電路，包括邏輯控制電路和功放偏置電壓控制電路。圖3(a)為邏輯控制電路，通過該電路可以切換功放的功率模式；V_mode接低電平時，HPM點為高電平，LPM點為低電平，功放打開高功率模式通道；V_mode接高電平時，HPM點為低電平，LPM點為高電平，功放打開低功率模式通道。圖3(b)為功放偏置電壓控制電路，通過該電路可控制功放偏置電路的開與關(guān)；當(dāng)高功率模式時，V_reg=V_{Bias_HPM}，V_{Bias_LPM}為低電平，高功率鏈路偏置打開，低功率電路偏置關(guān)閉；當(dāng)?shù)凸β誓Ｊ綍r，V_reg=V_{Bias_LPM}，V_{Bias_HPM}為低電平，高功率鏈路偏置關(guān)閉，低功率電路偏置打開。

2 功率放大器的實現(xiàn)

本文設(shè)計的雙功率模式寬帶功率放大器使用Win Semiconductors公司的InGaP/GaAs HBT和AlGaAs/InGaAs(D-Mode)pHEMT工藝進行了成功流片。如圖4所示為流片之后的MMIC芯片照片，芯片die的尺寸大小為750 μm×950 μm。該芯片與基板粘合在一起后，最終制作完成的功放芯片的大小為3 mm×3 mm。

本文設(shè)計的MMIC功率放大器，如圖1陰影部分所示，只有輸出匹配和電源供給通過片外實現(xiàn)，控制電路和偏置電路也與功放集成在同一個芯片die上。由于本文所設(shè)計功放集成度較高，在版圖布局時，射頻通路與直流通路分開布局，功放的HPM、LPM和控制電路分區(qū)域布局；射頻與直流通路分開布局，可有效保證功放的性能。

3 功率放大器測試結(jié)果與分析

為了對芯片性能進行測試，將通過FR_4板材的PCB測試板搭載該芯片進行性能測試。功率放大器的工作電壓為3.4 V，使用安捷倫的網(wǎng)絡(luò)分析儀E5071C測得功率放大器HPM和LPM的小信號S參數(shù)S11和S21如圖5所示。HPM時，靜態(tài)電流大小為87 mA，其中從第一級到第三級靜態(tài)電流分別為15 mA、26 mA和48 mA；在2.3～2.69 GHz頻段范圍內(nèi)S21超過了29 dB；參數(shù)S11在頻率2.3～2.69 GHz之間也全都低于-10 dB。LPM時，靜態(tài)電流大小為20 mA，其中從第一級和第二級靜態(tài)電流分別為8 mA和12 mA；在2.3～2.69 GHz頻段范圍內(nèi)S21超過了17 dB，在2.5 GHz處S21達到最高值20 dB；參數(shù)S11在頻率2.3～2.69 GHz之間也全都低于-8 dB。以上說明小信號參數(shù)良好，在高功率模式下實現(xiàn)了小信號的寬頻帶。

使用安捷倫的信號發(fā)生器N5182A和信號分析儀N9030A搭建大信號測試平臺；將功率放大器的電源電壓設(shè)為3.4 V，調(diào)制信號源為LTE-FDD-10M-12RB時，信號頻率分別在2.3 GHz、2.5 GHz和2.69 GHz條件下，分別測得該功率放大器在頻點2.3 GHz、2.5 GHz和2.69 GHz處的增益（Gain）、輸出功率（Pout）、功率附加效率（PAE）、E-UTRA_ACLR1和UTRA_ACLR1如圖6、圖7、圖8和圖9所示。E-UTRA_ACLR1和UTRA_ACLR1都是頻帶內(nèi)的信號功率與其由于非線性而泄露到其他頻帶內(nèi)的功率的比值。它們表征著PA對輸入信號放大后對其他頻段的干擾是否嚴重，其中，E-UTRA_ACLR1代表著4G對4G（即LTE對LTE）的干擾，UTRAACLR1代表著4G對3G的干擾（如LTE對WCDMA）。

圖6為功放工作在HPM和LPM時的AM-AM圖。從圖中可知，在HPM時，增益(Gain)在頻帶內(nèi)都達到28.5 dB，滿足4G系統(tǒng)指標；從圖中還可以看出HPM的功率輸出P1dB已經(jīng)超過了28 dBm，實現(xiàn)了功放高線性度，滿足LTE_A的最大輸出功率要求，這說明輸出匹配狀態(tài)良好。在LPM時，頻帶內(nèi)增益(Gain)在16.5～20 dB之間波動，但相比仿真結(jié)果下降接近1 dB；從圖中還可以看出LPM的功率輸出P1dB已經(jīng)超過了12.5 dBm，達到了目標設(shè)定最大線性輸出至少11 dBm的要求。

圖7為功放工作在HPM和LPM時的功率附加效率（PAE）圖。從圖中可知，在HPM時，功放的最高效率在頻帶內(nèi)都達到了30%，其中在2.5 GHz處的最佳效率達到38%；在LPM時，功放的最高效率在頻帶內(nèi)都達到了12%；其中在輸出功率為10 dBm時，LPM相對于HPM效率提高至少6%；由此可知，雙功率模式功放可以有效提高功放在功率回退區(qū)域的效率。

圖8為功放工作在HPM和LPM時的線性度（E-UTRA_ACLR1）圖。從圖中可知，在HPM時，輸出28 dBm時，頻帶內(nèi)線性度E-UTRA_ACLR1全低于-35 dBc，可知在HPM時滿足4G系統(tǒng)的線性指標E-UTRA_ACLR1必須小于-30 dBc的要求。在LPM時，輸出12.5 dBm時，頻帶內(nèi)線性度E-UTRA_ACLR1全都低于-35 dBc，可知在功率回退到12.5 dBm以下時功放可切換為LPM。

圖9為功放工作在HPM和LPM時的線性度（UTRA_ACLR1）圖。從圖中可知，在HPM時，輸出28 dBm時，頻帶內(nèi)線性度UTRA_ACLR1全都低于－36 dBc，可知在HPM時滿足4G系統(tǒng)的線性指標UTRA_ACLR1必須小于-33 dBc的要求。在LPM時，輸出12.5 dBm時，頻帶內(nèi)線性度UTRA_ACLR1全都低于-36 dBc。

表1為本文所設(shè)計功放的HPM與同類型功率放大器研究與產(chǎn)品的主要性能對比。由表對比可知本章所設(shè)計功放在達到寬帶的同時，功放還獲得了較高的線性度和效率。此外，對比文獻[6]中國際大廠商Avago Technologies的產(chǎn)品，本章所設(shè)計功放性能已經(jīng)達到產(chǎn)品級，只是相比單頻帶應(yīng)用功放效率稍低，有很明顯的實用價值。

4 結(jié)論

基于InGaP/GaAs HBT和AlGaAs/InGaAs(D-Mode)pHEMT工藝，設(shè)計了一種應(yīng)用于LTE-A的寬帶功率放大器，封裝芯片大小為3 mm×3 mm，并利用雙功率模式改善功放功率回退區(qū)域的效率。芯片測試結(jié)果表明，該芯片同時滿足4G移動通信系統(tǒng)頻段Band 38、Band 40、Band 41和Band 7的應(yīng)用；功放的雙功率模式也能有效地提高功放在功率回退區(qū)域的效率；此外，本文實現(xiàn)的射頻功率放大器結(jié)構(gòu)簡單，集成度高，能有效簡化射頻前端應(yīng)用。