對(duì)MOSFET與IGBT詳細(xì)的區(qū)別分析以及舉例說明

MOSFET和IGBT內(nèi)部結(jié)構(gòu)不同，

決定了其應(yīng)用領(lǐng)域的不同。

1. 由于MOSFET的結(jié)構(gòu),通常它可以做到電流很大，可以到上KA,但是前提耐壓能力沒有IGBT強(qiáng)。

2. IGBT可以做很大功率，電流和電壓都可以，就是一點(diǎn)頻率不是太高，目前IGBT硬開關(guān)速度可以到100KHZ，那已經(jīng)是不錯(cuò)了。不過相對(duì)于MOSFET的工作頻率還是九牛一毛，MOSFET可以工作到幾百KHZ，上MHZ，以至幾十MHZ，射頻領(lǐng)域的產(chǎn)品。

3. 就其應(yīng)用，根據(jù)其特點(diǎn)：MOSFET應(yīng)用于開關(guān)電源，鎮(zhèn)流器,高頻感應(yīng)加熱,高頻逆變焊機(jī)，通信電源等等高頻電源領(lǐng)域。IGBT集中應(yīng)用于焊機(jī)、逆變器,變頻器、電鍍電解電源、超音頻感應(yīng)加熱等領(lǐng)域。

開關(guān)電源 (Switch Mode Power Supply；SMPS) 的性能在很大程度上依賴于功率半導(dǎo)體器件的選擇，即開關(guān)管和整流器。

雖然沒有萬全的方案來解決選擇IGBT還是MOSFET的問題，但針對(duì)特定SMPS應(yīng)用中的IGBT 和 MOSFET進(jìn)行性能比較，確定關(guān)鍵參數(shù)的范圍還是能起到一定的參考作用。

本文將對(duì)一些參數(shù)進(jìn)行探討，如硬開關(guān)和軟開關(guān)ZVS (零電壓轉(zhuǎn)換) 拓?fù)渲械拈_關(guān)損耗，并對(duì)電路和器件特性相關(guān)的三個(gè)主要功率開關(guān)損耗—導(dǎo)通損耗、傳導(dǎo)損耗和關(guān)斷損耗進(jìn)行描述。此外，還通過舉例說明二極管的恢復(fù)特性是決定MOSFET 或 IGBT導(dǎo)通開關(guān)損耗的主要因素，討論二極管恢復(fù)性能對(duì)于硬開關(guān)拓?fù)涞挠绊憽?/p>

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導(dǎo)通損耗

除了IGBT的電壓下降時(shí)間較長(zhǎng)外，IGBT和功率MOSFET的導(dǎo)通特性十分類似。由基本的IGBT等效電路（見圖1）可看出，完全調(diào)節(jié)PNP BJT集電極基極區(qū)的少數(shù)載流子所需的時(shí)間導(dǎo)致了導(dǎo)通電壓拖尾（voltage tail）出現(xiàn)。

這種延遲引起了類飽和 (Quasi-saturation) 效應(yīng)，使集電極/發(fā)射極電壓不能立即下降到其VCE(sat)值。這種效應(yīng)也導(dǎo)致了在ZVS情況下，在負(fù)載電流從組合封裝的反向并聯(lián)二極管轉(zhuǎn)換到 IGBT的集電極的瞬間，VCE電壓會(huì)上升。

IGBT產(chǎn)品規(guī)格書中列出的Eon能耗是每一轉(zhuǎn)換周期Icollector與VCE乘積的時(shí)間積分，單位為焦耳，包含了與類飽和相關(guān)的其他損耗。其又分為兩個(gè)Eon能量參數(shù)，Eon1和Eon2。Eon1是沒有包括與硬開關(guān)二極管恢復(fù)損耗相關(guān)能耗的功率損耗；Eon2則包括了與二極管恢復(fù)相關(guān)的硬開關(guān)導(dǎo)通能耗，可通過恢復(fù)與IGBT組合封裝的二極管相同的二極管來測(cè)量，典型的Eon2測(cè)試電路如圖2所示。IGBT通過兩個(gè)脈沖進(jìn)行開關(guān)轉(zhuǎn)換來測(cè)量Eon。第一個(gè)脈沖將增大電感電流以達(dá)致所需的測(cè)試電流，然后第二個(gè)脈沖會(huì)測(cè)量測(cè)試電流在二極管上恢復(fù)的Eon損耗。

在硬開關(guān)導(dǎo)通的情況下，柵極驅(qū)動(dòng)電壓和阻抗以及整流二極管的恢復(fù)特性決定了Eon開關(guān)損耗。對(duì)于像傳統(tǒng)CCM升壓PFC電路來說，升壓二極管恢復(fù)特性在Eon (導(dǎo)通) 能耗的控制中極為重要。除了選擇具有最小Trr和QRR的升壓二極管之外，確保該二極管擁有軟恢復(fù)特性也非常重要。軟化度 (Softness)，即tb/ta比率，對(duì)開關(guān)器件產(chǎn)生的電氣噪聲和電壓尖脈沖 (voltage spike) 有相當(dāng)?shù)挠绊憽?/p>

某些高速二極管在時(shí)間tb內(nèi)，從IRM(REC)開始的電流下降速率(di/dt)很高，故會(huì)在電路寄生電感中產(chǎn)生高電壓尖脈沖。這些電壓尖脈沖會(huì)引起電磁干擾(EMI)，并可能在二極管上導(dǎo)致過高的反向電壓。

在硬開關(guān)電路中，如全橋和半橋拓?fù)渲?，與IGBT組合封裝的是快恢復(fù)管或MOSFET體二極管，當(dāng)對(duì)應(yīng)的開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)二極管有電流經(jīng)過，因而二極管的恢復(fù)特性決定了Eon損耗。所以，選擇具有快速體二極管恢復(fù)特性的MOSFET十分重要。不幸的是，MOSFET的寄生二極管或體二極管的恢復(fù)特性比業(yè)界目前使用的分立二極管要緩慢。因此，對(duì)于硬開關(guān)MOSFET應(yīng)用而言，體二極管常常是決定SMPS工作頻率的限制因素。

一般來說，IGBT組合封裝二極管的選擇要與其應(yīng)用匹配，具有較低正向傳導(dǎo)損耗的較慢型超快二極管與較慢的低VCE(sat)電機(jī)驅(qū)動(dòng)IGBT組合封裝在一起。相反地，軟恢復(fù)超快二極管，可與高頻SMPS2開關(guān)模式IGBT組合封裝在一起。

除了選擇正確的二極管外，設(shè)計(jì)人員還能夠通過調(diào)節(jié)柵極驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通源阻抗來控制Eon損耗。降低驅(qū)動(dòng)源阻抗將提高IGBT或MOSFET的導(dǎo)通di/dt及減小Eon損耗。Eon損耗和EMI需要折中，因?yàn)檩^高的di/dt 會(huì)導(dǎo)致電壓尖脈沖、輻射和傳導(dǎo)EMI增加。為選擇正確的柵極驅(qū)動(dòng)阻抗以滿足導(dǎo)通di/dt 的需求，可能需要進(jìn)行電路內(nèi)部測(cè)試與驗(yàn)證，然后根據(jù)MOSFET轉(zhuǎn)換曲線可以確定大概的值 (見圖3)。

假定在導(dǎo)通時(shí)，F(xiàn)ET電流上升到10A，根據(jù)圖3中25℃的那條曲線，為了達(dá)到10A的值，柵極電壓必須從5.2V轉(zhuǎn)換到6.7V，平均GFS為10A/(6.7V-5.2V)=6.7mΩ。

公式1 獲得所需導(dǎo)通di/dt的柵極驅(qū)動(dòng)阻抗

把平均GFS值運(yùn)用到公式1中，得到柵極驅(qū)動(dòng)電壓Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，F(xiàn)CP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；于是可以計(jì)算出導(dǎo)通柵極驅(qū)動(dòng)阻抗為37Ω。由于在圖3的曲線中瞬態(tài)GFS值是一條斜線，會(huì)在Eon期間出現(xiàn)變化，意味著di/dt也會(huì)變化。呈指數(shù)衰減的柵極驅(qū)動(dòng)電流Vdrive和下降的Ciss作為VGS的函數(shù)也進(jìn)入了該公式，表現(xiàn)具有令人驚訝的線性電流上升的總體效應(yīng)。

同樣地，IGBT也可以進(jìn)行類似的柵極驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通阻抗計(jì)算，VGE(avg) 和 GFS可以通過IGBT的轉(zhuǎn)換特性曲線來確定，并應(yīng)用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。計(jì)算所得的IGBT導(dǎo)通柵極驅(qū)動(dòng)阻抗為100Ω，該值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS較高，而CIES較低。這里的關(guān)鍵之處在于，為了從MOSFET轉(zhuǎn)換到IGBT，必須對(duì)柵極驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行調(diào)節(jié)。

2

傳導(dǎo)損耗需謹(jǐn)慎

在比較額定值為600V的器件時(shí)，IGBT的傳導(dǎo)損耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。這種比較應(yīng)該是在集電極和漏極電流密度可明顯感測(cè)，并在指明最差情況下的工作結(jié)溫下進(jìn)行的。例如，F(xiàn)GP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1℃/W的RθJC值。圖4顯示了在125℃的結(jié)溫下傳導(dǎo)損耗與直流電流的關(guān)系，圖中曲線表明在直流電流大于2.92A后，MOSFET的傳導(dǎo)損耗更大。

不過，圖4中的直流傳導(dǎo)損耗比較不適用于大部分應(yīng)用。同時(shí)，圖5中顯示了傳導(dǎo)損耗在CCM (連續(xù)電流模式)、升壓PFC電路，125℃的結(jié)溫以及85V的交流輸入電壓Vac和400 Vdc直流輸出電壓的工作模式下的比較曲線。圖中，MOSFET-IGBT的曲線相交點(diǎn)為2.65A RMS。對(duì)PFC電路而言，當(dāng)交流輸入電流大于2.65A RMS時(shí)，MOSFET具有較大的傳導(dǎo)損耗。2.65A PFC交流輸入電流等于MOSFET中由公式2計(jì)算所得的2.29A RMS。MOSFET傳導(dǎo)損耗、I2R，利用公式2定義的電流和MOSFET 125℃的RDS(on)可以計(jì)算得出。把RDS(on)隨漏極電流變化的因素考慮在內(nèi)，該傳導(dǎo)損耗還可以進(jìn)一步精確化，這種關(guān)系如圖6所示。

一篇名為“如何將功率MOSFET的RDS(on)對(duì)漏極電流瞬態(tài)值的依賴性包含到高頻三相PWM逆變器的傳導(dǎo)損耗計(jì)算中”的IEEE文章描述了如何確定漏極電流對(duì)傳導(dǎo)損耗的影響。作為ID之函數(shù)，RDS(on)變化對(duì)大多數(shù)SMPS拓?fù)涞挠绊懞苄?。例如，在PFC電路中，當(dāng)FCP11N60 MOSFET的峰值電流ID為11A——兩倍于5.5A (規(guī)格書中RDS(on) 的測(cè)試條件) 時(shí)，RDS(on)的有效值和傳導(dǎo)損耗會(huì)增加5％。

在MOSFET傳導(dǎo)極小占空比的高脈沖電流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，應(yīng)該考慮圖6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一個(gè)電路中，其漏極電流為占空比7.5%的20A脈沖 (即5.5A RMS)，則有效的RDS(on)將比5.5A（規(guī)格書中的測(cè)試電流）時(shí)的0.32歐姆大25%。

公式2 CCM PFC電路中的RMS電流

式2中，Iacrms是PFC電路RMS輸入電流；Vac是 PFC 電路RMS輸入電壓；Vout是直流輸出電壓。

在實(shí)際應(yīng)用中，計(jì)算IGBT在類似PFC電路中的傳導(dǎo)損耗將更加復(fù)雜，因?yàn)槊總€(gè)開關(guān)周期都在不同的IC上進(jìn)行。IGBT的VCE(sat)不能由一個(gè)阻抗表示，比較簡(jiǎn)單直接的方法是將其表示為阻抗RFCE串聯(lián)一個(gè)固定VFCE電壓，VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。于是，傳導(dǎo)損耗便可以計(jì)算為平均集電極電流與VFCE的乘積，加上RMS集電極電流的平方，再乘以阻抗RFCE。

圖5中的示例僅考慮了CCM PFC電路的傳導(dǎo)損耗，即假定設(shè)計(jì)目標(biāo)在維持最差情況下的傳導(dǎo)損耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET為例，該電路被限制在5.8A，而FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A的交流輸入電流下工作。它可以傳導(dǎo)超過MOSFET 70% 的功率。

雖然IGBT的傳導(dǎo)損耗較小，但大多數(shù)600V IGBT都是PT (Punch Through，穿透) 型器件。PT器件具有NTC (負(fù)溫度系數(shù))特性，不能并聯(lián)分流?；蛟S，這些器件可以通過匹配器件VCE(sat)、VGE(TH) (柵射閾值電壓) 及機(jī)械封裝以有限的成效進(jìn)行并聯(lián)，以使得IGBT芯片們的溫度可以保持一致的變化。相反地，MOSFET具有PTC (正溫度系數(shù))，可以提供良好的電流分流。

3

關(guān)斷損耗 —問題尚未結(jié)束

在硬開關(guān)、鉗位感性電路中，MOSFET的關(guān)斷損耗比IGBT低得多，原因在于IGBT 的拖尾電流，這與清除圖1中PNP BJT的少數(shù)載流子有關(guān)。圖7顯示了集電極電流ICE和結(jié)溫Tj的函數(shù)Eoff，其曲線在大多數(shù)IGBT數(shù)據(jù)表中都有提供。 這些曲線基于鉗位感性電路且測(cè)試電壓相同，并包含拖尾電流能量損耗。

圖2顯示了用于測(cè)量IGBT Eoff的典型測(cè)試電路， 它的測(cè)試電壓，即圖2中的VDD，因不同制造商及個(gè)別器件的BVCES而異。在比較器件時(shí)應(yīng)考慮這測(cè)試條件中的VDD，因?yàn)樵谳^低的VDD鉗位電壓下進(jìn)行測(cè)試和工作將導(dǎo)致Eoff能耗降低。

降低柵極驅(qū)動(dòng)關(guān)斷阻抗對(duì)減小IGBT Eoff損耗影響極微。如圖1所示，當(dāng)?shù)刃У亩鄶?shù)載流子MOSFET關(guān)斷時(shí)，在IGBT少數(shù)載流子BJT中仍存在存儲(chǔ)時(shí)間延遲td(off)I。不過，降低Eoff驅(qū)動(dòng)阻抗將會(huì)減少米勒電容 (Miller capacitance) CRES和關(guān)斷VCE的 dv/dt造成的電流注到柵極驅(qū)動(dòng)回路中的風(fēng)險(xiǎn)，避免使器件重新偏置為傳導(dǎo)狀態(tài)，從而導(dǎo)致多個(gè)產(chǎn)生Eoff的開關(guān)動(dòng)作。

ZVS和ZCS拓?fù)湓诮档蚆OSFET 和 IGBT的關(guān)斷損耗方面很有優(yōu)勢(shì)。不過ZVS的工作優(yōu)點(diǎn)在IGBT中沒有那么大，因?yàn)楫?dāng)集電極電壓上升到允許多余存儲(chǔ)電荷進(jìn)行耗散的電勢(shì)值時(shí)，會(huì)引發(fā)拖尾沖擊電流Eoff。ZCS拓?fù)淇梢蕴嵘畲蟮腎GBT Eoff性能。正確的柵極驅(qū)動(dòng)順序可使IGBT柵極信號(hào)在第二個(gè)集電極電流過零點(diǎn)以前不被清除，從而顯著降低IGBT ZCS Eoff。

MOSFET的 Eoff能耗是其米勒電容Crss、柵極驅(qū)動(dòng)速度、柵極驅(qū)動(dòng)關(guān)斷源阻抗及源極功率電路路徑中寄生電感的函數(shù)。該電路寄生電感Lx (如圖8所示) 產(chǎn)生一個(gè)電勢(shì)，通過限制電流速度下降而增加關(guān)斷損耗。在關(guān)斷時(shí)，電流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)決定。如果Lx=5nH，VGS(th)=4V，則最大電流下降速度為VGS（th）/Lx=800A/μs。

4

總結(jié)：

在選用功率開關(guān)器件時(shí)，并沒有萬全的解決方案，電路拓?fù)?、工作頻率、環(huán)境溫度和物理尺寸，所有這些約束都會(huì)在做出最佳選擇時(shí)起著作用。

在具有最小Eon損耗的ZVS 和 ZCS應(yīng)用中，MOSFET由于具有較快的開關(guān)速度和較少的關(guān)斷損耗，因此能夠在較高頻率下工作。

對(duì)硬開關(guān)應(yīng)用而言，MOSFET寄生二極管的恢復(fù)特性可能是個(gè)缺點(diǎn)。相反，由于IGBT組合封裝內(nèi)的二極管與特定應(yīng)用匹配，極佳的軟恢復(fù)二極管可與更高速的SMPS器件相配合。

后語：MOSFE和IGBT是沒有本質(zhì)區(qū)別的，人們常問的“是MOSFET好還是IGBT好”這個(gè)問題本身就是錯(cuò)誤的。至于我們?yōu)楹斡袝r(shí)用MOSFET，有時(shí)又不用MOSFET而采用IGBT，不能簡(jiǎn)單的用好和壞來區(qū)分，來判定，需要用辯證的方法來考慮這個(gè)問題。