反激式轉換器工作原理以及反激開關MOSFET源極流出的電流波形轉折點的分析

反激式轉換器工作原理

圖1為一個最簡單的反激式轉換器拓撲結構，并且包含以下寄生元件：

如初級漏電感、MOSFET的寄生電容和次級二極管的結電容。

圖1包含寄生元件的反激式轉換器拓撲圖

該拓撲源自一個升降壓轉換器，將濾波電感替換為耦合電感，如帶有氣隙的磁芯變壓器，當主開關器件MOSFET導通時，能量以磁通形式存儲在變壓器中，并在MOSFET關斷時傳輸至輸出。由于變壓器需要在MOSFET導通期間存儲能量，磁芯應該開有氣隙,基于這種特殊的功率轉換過程，所以反激式轉換器可以轉換傳輸?shù)墓β视邢?，只是適合中低功率應用，如電池充電器、適配器和DVD播放器。

反激式轉換器在正常工作情況下，當MOSFET關斷時，初級電流(id)在短時間內(nèi)為 MOSFET的Coss（即Cgd+Cds)充電,當Coss兩端的電壓Vds超過輸入電壓及反射的輸出電壓之和(Vin+nVo)時，次級二極管導通，初級電感Lp兩端的電壓被箝位至nVo。因此初級總漏感Lk（即Lkp+n2×Lks)和Coss之間發(fā)生諧振，產(chǎn)生高頻和高壓浪涌，MOSFET上過高的電壓可能導致故障。

反激式轉換器可以工作在連續(xù)導通模式(CCM)（如圖2）和不連續(xù)導通模式(DCM)（如圖3）下，當工作在CCM模式時，次級二極管保持導通直至MOSFET柵極導通，而MOSFET導通時，次級二極管的反向恢復電流被添加至初級電流，因此在導通瞬間初級電流上出現(xiàn)較大的電流浪涌；當工作在DCM模式時，由于次級電流在一個開關周期結束前干涸，Lp和MOSFET的Coss之間發(fā)生諧振。

圖2 連續(xù)導通模式

圖3 不連續(xù)導通模式

圖4顯示了開關電源工作在DCM模式，實測的MOSFET電壓和電流工作波形，除了可以看到MOSFET在開通和關斷的過程中，均產(chǎn)生比較大的電壓和電流變化，而且可以看到MOSFET在開通和關斷的瞬間，產(chǎn)生一些震蕩和電流尖峰。

如圖1所示的包含寄生元件的反激式轉換器拓撲圖，其中Cgs、Cgd和 Cds分別為開關管MOSFET的柵源極、柵漏極和漏源極的雜散電容，Lp、Lkp、Lks和Cp分別為變壓器的初級電感、初級電感的漏感、次級電感的漏感和原邊線圈的雜散電容，Cj為輸出二極管的結電容。圖5為反激變換器工作在DCM工作模式時，開關管分別工作在(a)開通瞬間、 (b)開通階段、 (c)關斷瞬間和(d)關斷階段時，所對應的等效分析電路，Rds為開關管的漏源極等效電阻。

圖5 反激變換器在DCM模式開關管工作在各階段對應的等效分析電路

在開關管開通瞬間，由于電容兩端電壓不能突變，雜散電容Cp兩端電壓開始是上負下正，產(chǎn)生放電電流，隨著開關管逐漸開通，電源電壓Vin對雜散電容Cp充電，其兩端電壓為上正下負，形成流經(jīng)開關管和Vin的電流尖峰；同時Cds電容對開關管放電，也形成電流尖峰，但是此尖峰電流不流經(jīng)Vin,只在開關管內(nèi)部形成回路；另外，如果變換器工作在CCM模式時，由于初級電感Lp兩端電壓縮小，二極管D開始承受反偏電壓關斷，引起反向恢復電流，該電流經(jīng)變壓器耦合到原邊側，也會形成流經(jīng)開關管和Vin的電流尖峰。

在開關管開通階段，二極管D截止，電容Cp兩端電壓為Vin，通過初級電感Lp的電流指數(shù)上升，近似線性上升。

在開關管關斷瞬間，初級電流id為Coss充電,當Coss兩端的電壓超過Vin與nVo（二極管D開通時變壓器副邊線圈電壓反射回原邊線圈的電壓）之和時，二極管D在初級電感Lp續(xù)流產(chǎn)生的電壓作用下正偏開通，Lk和Coss發(fā)生諧振，產(chǎn)生高頻震蕩電壓和電流。

在開關管關斷階段，二極管D正偏開通，把之前存儲在Lp中的能量釋放到負載端，此時副邊線圈電壓被箝位等于輸出電壓Vo，經(jīng)匝比為n的變壓器耦合回原邊，使電容Cp電壓被充電至nVo（極性下正上負），初級電感Lp兩端的電壓被箝位至nVo。當Lp續(xù)流放電結束后，D反偏截止，Lp和Coss、Cp發(fā)生諧振，導致Cp上的電壓降低。

反激開關MOSFET 源極流出的電流（Is）波形的轉折點的分析。

很多工程師在電源開發(fā)調(diào)試過程中，測的的波形的一些關鍵點不是很清楚，下面針對反激電源實測波形來分析一下。

問題一，一反激電源實測Ids電流時前端有一個尖峰（如下圖紅色圓圈里的尖峰圖），這個尖峰到底是什么原因引起的？怎么來消除或者改善？

經(jīng)分析，知道此尖峰電流是變壓器的原邊分布參數(shù)造成，所以要從原邊繞線層與層指尖間著手，可以加大間隙來減少耦合，也可以盡量設計成單層繞組。

例如變壓器盡量選用Ae值大的，使設計時繞組圈數(shù)變少減少了層數(shù)，從而使層間電容變小。也可減少線與線之間的接觸面，達到減少分布電容的目的。如三明治繞法把原邊分開對此尖峰有改善，還能減少漏感。當然，無論怎樣不能完全避免分布電容的存在，所以這個尖峰是不能完全消除的。并且這個尖峰高產(chǎn)生的振蕩，對EMI不利，實際工作影響倒不大。但如果太高可能會引起芯片過流檢測誤觸發(fā)。

所以電源IC內(nèi)部都會加一個200nS-500nS的LEB Time，防止誤觸發(fā)，就是我們常說的消隱。

問題二，開關MOS關端時，IS電流波形上有個凹陷（如下圖紅色圈內(nèi)的電流波形的凹陷）這是怎么回事？怎么改善？

說這個原因之前先對比下mos漏極電流Id與mos源極電流Is的波形。

實測Id波形如下

從上面的這兩個圖中看出，ID比IS大一點是怎么回事？其實Is 是不等于Id的，Is = Id+Igs（Igs在這里是負電流，Cgs的放電電流如下圖），那兩點波形，就容易解釋了。

Id比Is大，是由于IS疊加了一個反向電流，所以出現(xiàn)Is下降拐點。顯然要改善這個電流凹陷可以換開關MOS管型號來調(diào)節(jié)。

看了上面Id的電流波形后問題又來了，mos關斷時ID的電流為何會出現(xiàn)負電流？如下圖

MOS關斷時，漏感能量流出給Coss充到高點，即Vds反射尖峰的頂點上。到最高點后Lk相位翻轉，Coss反向放電，這時電流流出，也就是Id負電流部份的產(chǎn)生。