設(shè)計(jì)高精度模擬系統(tǒng)常見(jiàn)諧波失真及方案

噪聲和失真是工程師在設(shè)計(jì)高精度模擬系統(tǒng)常見(jiàn)的兩個(gè)令人撓頭的問(wèn)題。但是，當(dāng)我們查看一個(gè)運(yùn)算放大器數(shù)據(jù)表中的總諧波失真和噪聲 (THD+N) 數(shù)值時(shí)，也許不能立即搞清楚哪一個(gè)才是你要應(yīng)對(duì)的敵人：噪聲還是失真？

“噪聲”描述的是由放大器產(chǎn)生的隨機(jī)電信號(hào)?！笆д妗笔侵赣煞糯笃饕氲挠泻χC波。諧波是頻率為輸入信號(hào)頻率整數(shù)倍的信號(hào)?？傊C波失真和噪聲技術(shù)規(guī)格通過(guò)比較失真諧波的電平 (Vi) 和RMS噪聲電壓 (Vn) 與輸入信號(hào)的電平 (Vf) 來(lái)量化這些因素，使用的方程式如下：

在OPA316的數(shù)據(jù)表中，這條曲線顯示了針對(duì)多個(gè)配置和輸出負(fù)載，在頻率范圍內(nèi)測(cè)得的THD+N。不幸的是，我們無(wú)法立即知道噪聲或失真諧波是否對(duì)THD+N有更大的影響。要深入探究這一點(diǎn)，我們可以計(jì)算噪聲對(duì)測(cè)量結(jié)果產(chǎn)生的影響。

圖1：多個(gè)配置之后THD+N與OPA316的頻率之間的關(guān)系

首先，我們簡(jiǎn)化THD+N計(jì)算來(lái)去除失真項(xiàng)：

我們可以用如下方程式來(lái)近似計(jì)算一個(gè)基本運(yùn)算放大器電路的RMS噪聲電壓：

AN 是“噪聲增益”，eN是運(yùn)算放大器寬帶電壓噪聲頻譜密度，而B(niǎo)WN是測(cè)量噪聲時(shí)的帶寬。噪聲增益，或者說(shuō)是放大器對(duì)其固有噪聲的增加，始終在運(yùn)算放大器的非反向輸入上測(cè)得。當(dāng)運(yùn)算放大器被用作非反向放大器時(shí)，這種方法簡(jiǎn)單且直接；信號(hào)增益與噪聲增益是一樣的。然而，對(duì)于反向放大器，噪聲增益將為信號(hào)增益的幅值加上1。例如，信號(hào)增益為-1的反向放大器具有+2的噪聲增益。

OPA316有一個(gè)11nV/√Hz的寬帶輸入電壓噪聲頻譜密度，并且測(cè)量帶寬的額定值為80kHz。對(duì)于非反向放大器 (G = +1)，RMS噪聲電壓大約為：

對(duì)于反向放大器（增益 = -1），RMS噪聲電壓為：

現(xiàn)在，可使用下圖給出的輸出幅值信息來(lái)計(jì)算這兩個(gè)配置中噪聲對(duì)THD+N測(cè)量值的影響：

非反向 (G = +1)：

反向 (G = -1)：

請(qǐng)注意，這些計(jì)算出來(lái)的值與低頻下 (<500Hz) 測(cè)得的THD+N密切對(duì)應(yīng)。在這里，測(cè)量值幾乎完全由運(yùn)算放大器的噪聲決定。由于輸入信號(hào)的頻率不影響噪聲電壓，噪聲優(yōu)勢(shì)頻率上的THD+N測(cè)量值在是扁平的。

相似的，在低信號(hào)幅值上，THD+N測(cè)量值主要受噪聲影響。圖2顯示1kHz時(shí)，在OPA316上測(cè)得的THD+N與輸出幅值之間的關(guān)系。在300mV以下時(shí)，兩個(gè)輸出曲線具有一個(gè)恒定斜率。RMS噪聲是恒定的，而與輸入信號(hào)幅值無(wú)關(guān)，所以信號(hào)幅值的增加會(huì)改進(jìn)THD+N的測(cè)量值。例如，在曲線的噪聲主導(dǎo)區(qū)域，把輸出幅值加倍將使THD+N的值減半。

圖2：多個(gè)配置中，OPA316運(yùn)行在1kHz時(shí)，THD+N與輸出幅值之間的關(guān)系

另一方面，失真諧波的幅值會(huì)隨著信號(hào)幅值的變化而變化。一旦曲線偏離恒定向下斜坡，我們就會(huì)知道失真諧波正在影響THD+N測(cè)量值。

針對(duì)低噪聲的電路設(shè)計(jì)具有噪聲不斷增加帶來(lái)的有害后果。具有低值反饋電阻器的非反向運(yùn)算放大器可以提供特別低的噪聲，但是額外的負(fù)載和共模電壓會(huì)增加高頻失真。了解噪聲或失真是否會(huì)限制你的系統(tǒng)性能對(duì)于找到一個(gè)工程設(shè)計(jì)解決方案十分關(guān)鍵。掌握某些基本手算結(jié)果，并且能夠看懂?dāng)?shù)據(jù)表THD+N圖，你就可以迅速確定誰(shuí)是罪魁禍?zhǔn)琢恕?/p>