分析混合型包絡放大器電路結構以及電路的關鍵的設計參數

摘要：

包絡跟蹤功率放大器(Envelope Tracking Power Amplifier，ETPA)具有高效率和高線性度等優(yōu)勢，已成為目前現代移動通信技術的研究熱點。包絡跟蹤電源調制器是ETPA的關鍵模塊之一，因為它能夠提升PA在功率回退時的效率，從而提升整個通信系統的效率。首先介紹包絡跟蹤技術(Envelope Tracking，ET)和包絡消除與恢復技術(Envelope Elimination and Restoration，EER)，對比兩者的性能差異，重點介紹ET技術，分析其最常用的混合型包絡放大器(Hybrid Envelope Tracking Amplifier，HETA)電路結構以及電路的關鍵的設計參數，然后對比和總結目前已有的HETA技術優(yōu)化方案，接著列舉ET技術在移動通信中的實際應用，最后考慮ET技術將要面臨的挑戰(zhàn)。

0 引言

目前頻譜資源日益緊缺，為了提高頻譜利用率，信號調制方式從原來的恒包絡調制發(fā)展為復雜的變包絡調制，峰均比(PAPR)也隨之增加。表1給出了從2G到4G的發(fā)展狀況[1]。為了實現信號的無失真?zhèn)鬏敚琍A需要工作在功率回退區(qū)，當采用傳統的恒壓供電時，其回退區(qū)工作效率會很低。在整個通信系統當中，PA是主要耗能模塊，因此降低其能耗對整個系統的效率提升有很大的幫助，因此PA效率提升技術是一個很有發(fā)展前景的研究方向。

傳統PA效率提升結構有Doherty和LINC，其中Doherty PA電路結構相對簡單，而且工作效率較高，但帶寬、線性度等因素始終限制著Doherty PA在寬帶高效方面的應用[2]；LINC PA效率比較高，而且線性度良好，但存在一個主要缺點，即兩路SMPA需要非常好地匹配以獲得足夠小的帶外抑制[3]。因此傳統的PA電路結構并不能滿足現代移動通信對性能的要求，另一種效率提升技術引起了業(yè)界的關注。包絡跟蹤電源調制技術使PA的供電電壓跟隨射頻信號的包絡變化而變化，從而使PA在功率回退時也能保持較高的效率。這種電源調制技術分為兩種：包絡消除與恢復技術(EER)和包絡跟蹤技術(ET)[4]。

1 EER技術和ET技術

1.1 EER電源調制技術

EER技術是KAHN L R在1952年提出的[5]，系統結構如圖1所示。射頻輸入信號進入系統后分為兩路，一路經過限幅器(Limiter)去除幅度信號剩下相位信號；另一路通過包絡檢波(Detector)得到幅度信號，然后包絡調制(Envelope Modulator，EM)對幅度信號進行進一步處理。因為相位信號不含幅度信息，所以可用高效率的開關模式功放(Switched Mode Power Amplifier，SMPA)對信號進行放大，例如Class D或者Class E。幅度信號經過EM后作為SMPA的供電電壓，恢復射頻輸出信號的幅度信息。

1.2 ET電源調制技術

ET技術[6]與EER技術相似，圖2是其系統結構圖。ET技術與EER技術的不同在于，射頻輸入信號不需要進行相位和幅度的分離。因此，實現無失真?zhèn)鬏斝枰狿A工作在近線性狀態(tài)，所以使用線性功率放大器(Linear Power Amplifier，LPA)，如Class A PA或者Class AB PA。為了使LPA有更好的效率和線性度，可以在包絡檢波以后對幅度信號進行包絡整形(Envelope Shaping)[7]。

EER技術和ET技術的總結如下[8-10]：

(1)和EER技術相比，ET技術對于包絡信號與射頻信號之間的時間失配的敏感度較低，這是因為EER的相位信號具有更高的帶寬要求；

(2)ET技術在低輸入功率時具有更高的增益，這是因ET技術可以結合Envelope Shaping技術讓PA保持接近飽合狀態(tài)；

(3)ET技術能夠處理更高的輸入信號帶寬；

(4)EER PA的效率高于ET PA。

EER技術使用SMPA，所以其整體效率會高于ETPA，但是EER技術存在明顯不足，其中相位信號的高帶寬和嚴格的時間對準降低了EER技術在實際應用中的吸引力[4]?；谏鲜鲈?，ET技術在現代移動通信系統中有更好應用前景。ETPA的整體效率表達式如下[1]：

系統整體的效率由PA效率和ET效率決定，如果想要得到高效率的ETPA，那么ET的效率也必須要很高，因此ET技術如何實現寬帶高效是接下來討論的重點。

2 ET電源調制器

2.1 線性電源調制器

圖3是線性電源調制器(LDO)作為ET系統電源調制器的原理圖[11]。電路由PMOS管、反饋網絡β和誤差放大器(EA)組成。LDO作為電源調制器具有寬帶、高線性度和低輸出紋波等優(yōu)點[12]，但是作為可變電阻的PMOS存在固有的電壓差，所以電路整體效率較低，并不能滿足ET系統高效率的要求。

2.2 線性放大器

線性放大器(Linear Amplifier, LA)作為ET系統的電源調制器如圖4所示。運算跨導放大器(Operational Transconductance Amplifiers，OTA)用于驅動輸出功率管MP和MN，負反饋網絡β用于提高線性度和帶寬。LA的結構一般采用折疊式OTA或者自適應OTA[13]。與LDO相比，LA同樣具有寬帶、高線性度和低輸出紋波的優(yōu)點，但沒有LDO結構存在固有電壓差的缺點。LA的損耗主要來自Class AB輸出對管MP和MN在推挽轉換過程中產生的損耗，Isource和Isink分別是推挽輸出時PMOS和NMOS的電流，其損耗計算如下：

從式(2)～式(4)可知，輸出損耗會隨著輸出電壓幅度增大而增大。同時，單位時間內信號變化次數越多，推挽次數也會隨之而增加，動態(tài)損耗也會越高。因此，單獨使用LA處理寬帶，高PAPR的包絡信號會產生很大的動態(tài)損耗，從而降低ET系統的效率。

2.3 DC-DC變換器

為了提高ET效率，可以使用DC-DC變換器作為電源調制器[14]。圖5中輸入包絡進入控制器(Controller)產生控制信號控制DC-DC，濾波網絡(LPF)去除DC-DC輸出電流中的高次諧波分量。因為電路工作在開關狀態(tài)，所以效率比LA要高。為了滿足跟蹤精度的要求，DC-DC的開關頻率需要是輸入包絡信號帶寬的3～5倍[15]，電路的損耗主要來自MOS管的開關損耗，增加開關頻率會提高損耗降低效率。

2.4 混合型包絡放大器

如2.2和2.3小節(jié)所述，LA具有寬帶低效的特點，DC-DC具有窄帶高效的特點，而混合型包絡放大器(HETA)[16]結合了兩種結構的優(yōu)點，其原理圖如圖6所示。輸出電流(Im)由LA的輸出電流(Iab)和降壓式DC-DC變換器(BUCK)的輸出電流(Isw)并聯而成。射頻調制信號的包絡，其功率能量主要集中在直流到幾千赫茲的范圍內，99%的能量集中在20 MHz以下[17]。根據輸入包絡(Ven)的能量分布特點，可以使用BUCK處理低頻部分的能量，用LA處理能量比例較少的高頻部分。

圖6中的BUCK在實際使用中有兩種較常見的結構，實現的電路功能相同。其中，實線框的A結構較為常用，下面將以A結構為例，分析電路的原理。當Ven大于Vm時，Iab的變化經過采樣電阻(Rsen)轉化為控制電壓Vsen，通過遲滯比較器和驅動電路控制MP導通，Isw增加；當Vsen小于Vm，控制MN導通，Isw減少。反之Isw增大。Isw的紋波電流通過LA推挽輸出動態(tài)吸收。2.3上節(jié)提到，BUCK的效率和跟蹤精度與開關頻率有密切的聯系，其也是決定HETA效率的重要部分。同時，Isw和Iab是并聯關系，Isw與Im的差值直接影響到Iab的大小，由2.2小節(jié)對LA損耗的分析可知，Iab越大LA的動態(tài)損耗就越大，所以Iab的大小直接影響LA的整體效率。

衡量Isw和Iab變化快慢的參數為電流擺率(SR)。因為Ven是隨機信號，所以開關頻率需要取平均處理，其中Vh是遲滯比較器的門限電壓，L是電感值，VDC是包絡信號的直流分量，Vrms是包絡信號的有效值[18]，表達式如下：

實際設計中，VDC、Vrms在Ven確定后可以得到，Rload在射頻輸出信號和漏極效率確定后可以得到。因此，需要設計的參數為Rsen、Vh和L。通過頻率掃描找到SR匹配點，這個點對應的開關頻率最小，效率最優(yōu)，所對應的匹配電感值如下[19]：

式中的Lmatch只是一個理想的計算值，在測試中需要根據實際情況對電感值進行相應的改變。遲滯比較器的門限電壓需要根據實際性能要求在延時以及Im的輸出電流紋波之間進行考慮。式(5)中的Rsen一般選取1 Ω左右，這是為了減小額外損耗和輸出誤差電壓[20]。

3 HETA優(yōu)化技術

從第2節(jié)分析得到了傳統的HETA結構的不足，下面將討論HETA結構的優(yōu)化方案，主要可以分為以下幾種[21-29]：

(1)提高開關電流在輸出電流中所占的百分比；

(2)降低開關級所需fsw_ave的同時提供足夠的跟蹤帶寬；

(3)提高LA工作效率。

3.1 多開關混合調制器

多開關混合調制(HET with Multi-Switcher，HETMS)[21-23]的原理如圖7所示。HETMS中核心的BUCK使用電感值較大的L1，負責跟蹤信號的低頻成分，輔助BUCK使用電感值較小的L2～Ln，在SRload較大的時候對Isw進行高頻電流補償。由于SRsw增加，在Im中所占的百分比增加，因此LA的動態(tài)損耗降低，整個系統的效率得到提高。采用Multi-Switcher變換器的缺點是面積大大增加，而且需要額外的控制電路實現，例如組合邏輯，這種方法增加整個控制環(huán)路的延時，直接使用DSP信號作為控制信號雖然加快了控制速度，但是大大增加了設計的復雜度和面積[24]。

3.2 多輸入多開關混合調制器

圖8是多輸入多開關混合調制(HET with Multilevel BUCK Convertor，HETMLC)[25-26]的原理圖。HETMLC通過多電平產生電路和控制比較模塊擬合出階梯波對電感進行充電。與HETMS一樣，HETMLC需要額外的控制電路。傳統的Multilevel結構通常采用無源的濾波網絡去掉多余的高頻的分量，復雜的濾波網絡增加電路設計的難度，同時占用的面積較大，而HETMLC通過LA就可以把Isw高頻成分過濾從而得到Im。采用Multilevel結構可以降低所需的開關頻率，提升系統的等效跟蹤帶寬和效率，但這需要以復雜的控制電路和額外的多電平產生電路為代價，若要降低擬合波形的高次諧波，則需要產生更多的直流電平[26]。

3.3 混合式混合調制器

另一種提高的效率的結構是混合式混合調制(Combined HET，CHET)[27-29]。如前所述，LA的動態(tài)功耗是限制ET系統效率的主要因素之一，因此降低LA動態(tài)功耗有利于提高ET系統整體效率。圖9中的輔助變換器(Auxiliary Converter，AC)通過動態(tài)調整LA的供電，降低其功率管在推挽過程中的動態(tài)功耗，使整個系統效率能夠有效提升。AC的類型除了BUCK以外還可以使用升降壓變換器[28]。AC同樣需要額外的輔助控制電路，控制信號可以來自Ven，如文獻[27]中為了提高AC效率，用Envelope Shaping的方法降低Ven輸入帶寬后作為AC輸入信號，另一種方法通過采樣電路內部信號作為控制信號[28-29]。

目前已經有許多關于HETA的研究成果，采用上述的優(yōu)化技術對HETA結構進行改進，文獻中的電路性能對比如表2所示，在優(yōu)化技術下的系統整體效率有明顯的提高。

4 ET技術實際應用

目前ET技術已經應用到移動通信設備中，高通(Qualcomm)[30-31]、英國努吉拉(Nujira)[32]和Qorvo[33]這幾家著名的外國半導體公司正在做ET芯片的研發(fā)。世界知名手機品牌蘋果(Apple)和三星(Samsung)推出的手機分別采用了Qorvo公司和Qualcomm公司提供的ET芯片，延長了手機電池使用時間，如表3所示。因此，ET技術在目前移動通信領域具有較好的應用前景。

5 ET技術的挑戰(zhàn)與發(fā)展

上一節(jié)提到，ET技術用于提高PA效率已經實現商用?，F代移動通信發(fā)展迅速，將迎來5G時代。更高的數據傳輸速率同時帶來更高的PAPR，使得PA在功率回退時的效率大大降低，嚴重縮短電池壽命，因此ET技術在5G PA效率提升上依然存在很大的吸引力[34]，但是到了5G時代，ET電路需要更高的信號跟蹤帶寬，在電路實現上將會是一個巨大的挑戰(zhàn)。因此，如何提高ET電路的跟蹤帶寬同時保持較高的系統效率將是之后研究的重點。由麻省理工(MIT)教授DAWSON J等人創(chuàng)立的Eta Devices公司提出的下一代ET技術ETAdvanced，有望將手機電池壽命將延長50%，在未來應用于5G通信[35]。

6 結論

ET技術對于現代移動通信的發(fā)展具有重要意義。本文首先介紹了現代移動通信中PA所遇到的問題，對比了EER和ET這兩個效率提升技術的優(yōu)缺點，得出ET技術對于提高PA效率具有很高的實用性的結論，接著針對ET技術對比了幾種電路實現方式，然后通過分析HETA幾個主要設計參數對電路性能的影響并對目前幾種HETA優(yōu)化技術方式的原理和實現方式進行了分析，列舉并對比了目前這些技術的性能。最后提出ET技術研究的重點難點。