基于CMMB接收機的載波頻偏估計算法分析

國內(nèi)自主研發(fā)的第一套面向手機、筆記本電腦等多種移動終端的系統(tǒng)，利用S波段信號實現(xiàn)"天地"一體覆蓋、全國漫游，支持25套電視和30套廣播節(jié)目。2006年10月24日，國家廣電總局正式頒布中國移動多媒體廣播（俗稱手機電視）行業(yè)標準，確定采用我國自主研發(fā)的移動多媒體廣播行業(yè)標準。中國移動多媒體廣播規(guī)定了在廣播業(yè)務頻率范圍內(nèi)，移動多媒體廣播系統(tǒng)廣播信道傳輸信號的幀結構、信道編碼和調(diào)制，標準適用于30MHz到3000MHz頻率范圍內(nèi)的廣播業(yè)務頻率，通過衛(wèi)星和/或地面無線發(fā)射電視、廣播、數(shù)據(jù)信息等多媒體信號的廣播系統(tǒng)，可實現(xiàn)全國漫游。CMMB系統(tǒng)的物理層采用正交頻分復用（OFDM）調(diào)制方式，該方式可有效抵抗由多徑效應所引起的頻率選擇性衰落，但對頻偏卻十分敏感。頻偏會破壞OFDM系統(tǒng)的正交性。從而引起載波間干擾（ICI），因此，接收機需要對載波頻偏進行估計并糾正。為此，本文針對CMMB接收機解調(diào)芯片的小數(shù)倍子載波跟蹤算法進行了分析。

1 CMMB信號模型及載波頻偏分析

在CMMB系統(tǒng)中，一個OFDM符號可由IFFT產(chǎn)生。時域中的OFDM符號可用下式表示：

其中，X（k）是第k個子載波正交幅度調(diào)制（QAM）或相移鍵控（PSK）符號，N是OFDM符號子載波數(shù)，Ts為符號周期，1/Ts是子載波頻率間隔。在CMMB接收端，對AWGN信道下變頻后的信號r（m）可以表達為：

其中，△f是歸一化到子載波間隔（1/Ts）后的頻偏，△ψ為相位偏差，n（m）是AWGN.頻偏表示為△f=△fi+△ff,△fi是△f小數(shù)部分四舍五入后的整數(shù)，△ff∈[-0.5,0.5]是其小數(shù)部分。本文所要提出的是在接收系統(tǒng)進入跟蹤階段后的小數(shù)倍頻偏△f的估計算法。

2 小數(shù)倍子載波頻偏估計

頻偏分為整數(shù)倍頻偏和小數(shù)倍頻偏，接收機首先在時域中對小數(shù)倍子載波頻偏進行估計，以恢復子載波間正交性，在此基礎上再進行FFT變化后到頻域中進行整數(shù)倍子載波頻偏估計。至此系統(tǒng)就可完成頻偏捕獲，然后進入跟蹤階段。本階段再由導頻處理模塊進行小數(shù)倍子載波頻偏跟蹤估計，本文主要對導頻處理模塊進行研究。圖1所示是粗載波頻偏估計及恢復結構圖。

2.1 算法分析及硬件實現(xiàn)

OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）即正交頻分復用技術，實際上OFDM是MCM Multi-CarrierModulation,多載波調(diào)制的一種。其主要思想是：將信道分成若干正交子信道，將高速數(shù)據(jù)信號轉(zhuǎn)換成并行的低速子數(shù)據(jù)流，調(diào)制到在每個子信道上進行傳輸。正交信號可以通過在接收端采用相關技術來分開，這樣可以減少子信道之間的相互干擾 ICI .每個子信道上的信號帶寬小于信道的相關帶寬，因此每個子信道上的可以看成平坦性衰落，從而可以消除符號間干擾。而且由于每個子信道的帶寬僅僅是原信道帶寬的一小部分，信道均衡變得相對容易。

由于OFDM系統(tǒng)中同一個時隙（timeslot）內(nèi)的各個OFDM符號的連續(xù)導頻的內(nèi)容和其所處的子載波位置都是相同的，故可利用FFT之后前后相鄰的兩個OFDM符號內(nèi)的連續(xù)導頻來進行頻偏估計。

現(xiàn)在對相鄰的兩個頻域OFDM符號（即第l和第l+1個符號）進行分析。通常第l個OFDM符號可以表示為：

式（6）表示由于ICI的存在，第l個OFDM符號的第K個子載波所受到其它子載波信號的影響。

對于相鄰的第l和第l+1個頻域OFDM符號（且這兩個OFDM符號在同一個時隙中）中的連續(xù)導頻，應有如下關系：

其中，Np表示OFDM符號中連續(xù)導頻的個數(shù)。這樣，當頻偏△F較小時，ICI影響值Il.k可以忽略。若不考慮噪聲影響，那么，根據(jù)式（5），其接收端收到的相鄰的第l和第l+1個頻域OFDM符號中的連續(xù)導頻則有如下關系，

再對該兩個符號中的連續(xù)導頻取共軛相關，即：

由于該算法是利用前后相鄰的頻域OFDM符號的連續(xù)導頻序列來進行頻偏估計，所以，該算法可以消除頻率選擇性衰落信道的影響。

從上面的推導過程可以看到，該算法是在忽略ICI影響值Il.k的情況下得出的。而當頻偏增大到接近-N/（2Ns）或者N/（2Ns）時，即接近-0.5或者0.5時，ICI的影響就會變大。導頻信號是在頻域內(nèi)插入OFDM符號的，由于前后相鄰的兩個OFDM符號數(shù)據(jù)不同，那么，根據(jù)式（6），就會使得這兩個相鄰的OFDM符號內(nèi)對應的導頻所受到的ICI不一樣，從而導致式（8）約等號兩邊的值的誤差很大，而這又將導致由式（10）表示的頻偏估計會出現(xiàn)較大誤差，所以，該算法比較適用于跟蹤模式，而不適用于捕獲模式。

在CMMB幀結構中，每個OFDM符號均插入了連續(xù)導頻，且每一個時隙內(nèi)的53個OFDM符號中的連續(xù)導頻數(shù)據(jù)均對應相同，則式（10）中有：

因此，其連續(xù)導頻的個數(shù)Np=82.

CMMB中每個時隙有53個OFDM符號，因此，每個時隙可以計算52次頻偏，這樣就可以更好地進行載波頻率跟蹤。圖2所示是載波頻偏跟蹤模塊的硬件結構圖。

圖2中的SRAM大小為82x20bit,可用于存儲前一個OFDM符號內(nèi)的82個導頻數(shù)據(jù)。載波頻偏跟蹤模塊用于接收連續(xù)導頻數(shù)據(jù)。它針對第一個OFDM符號不作運算，82個連續(xù)導頻可直接存入SRAM.當接收到下一個OFDM符號的導頻時，可將該導頻與SRAM中相對應的導頻做共軛相乘，同時更新，即用新的導頻數(shù)據(jù)覆蓋掉SRAM中相對應的導頻；然后再將乘積進行累加。當累加次數(shù)達到82次時，可對該和求相位，再乘上系數(shù)4096/（9264π），從而得到小數(shù)倍頻偏估計值。由于每個時隙一共執(zhí)行52次小數(shù)倍頻偏估計，因而，將有利于糾正頻偏，以達到跟蹤的效果。

2.2 系統(tǒng)級聯(lián)仿真

圖3所示是碼率下CMMB接收機的最終性能曲線。信噪比SNR越大，誤比特率BER越小。實際上，根據(jù)CMMB協(xié)議的要求，在星座映射方式為QPSK的情況下，當SNR≥2.7 dB時，需滿足BER≤3x10-6;而在星座映射方式為16QAM的情況下，在SNR≥8.6 dB時，需滿足BER≤3x10-6.

由圖3可知，將導頻跟蹤模塊級聯(lián)到CMMB接收機后，其性能即可滿足協(xié)議對系統(tǒng)的要求。

3 結束語

本文提出了一種針對CMMB接收機解調(diào)芯片的小數(shù)倍子頻偏跟蹤估計算法。在CMMB解調(diào)芯片中，該算法能較好地對頻偏進行跟蹤估計，從而使系統(tǒng)載波恢復環(huán)路穩(wěn)定工作，保證信號的正常解調(diào)。本文提出的載波頻偏估計算法經(jīng)適當?shù)?a target="_blank">參數(shù)修改后，也可適用于其他OFDM系統(tǒng)，而且具有一定的通用性。