怎么為MFF顯示器選擇最合適的LED背光驅(qū)動器

在高達19英寸的媒體外觀(MFF)顯示器中，白光LED正在迅速取代冷陰極燈管(CCFL)成為LCD背光(邊緣或側(cè)面)照明的首選。這些顯示器的背光可能需要多達100個LED。為了在不犧牲顯示器亮度質(zhì)量的情況下延長電池使用壽命，確定最佳的LED并聯(lián)和串聯(lián)連接以及亮度調(diào)節(jié)方法具有一定的挑戰(zhàn)性。本文將指導(dǎo)您如何針對MFF顯示器挑選最合適的白光LED驅(qū)動器，從而以最低的總成本實現(xiàn)高效率(長電池使用壽命)和最佳亮度。

為什么WLED將取代MFF顯示器中的CCFL？

淘汰CCFL始于歐盟的RoHS計劃，該計劃旨在禁止消費類電子產(chǎn)品使用多種有害物質(zhì)，其中就包括日光燈管的主要成份水銀。不過，相比CCFL，WLED還擁有下列優(yōu)勢，包括：固態(tài)器件；定向光源；超低電壓工作；亮度調(diào)節(jié)范圍更大、更容易；亮度調(diào)節(jié)更線性。

WLED定向照明使得顯示器可以使用更小的擴散板和導(dǎo)光板，從而制造出更輕薄的平板顯示器和筆記本電腦。

選擇WLED驅(qū)動器拓撲結(jié)構(gòu)

WLED的亮度會隨著通過的電流呈線性變化。為了使各WLED串獲得最佳的WLED電流精度以及一致的WLED亮度，LED驅(qū)動器應(yīng)該調(diào)節(jié)通過LED的電流電壓而非調(diào)節(jié)LED兩端的電流電壓。圖1顯示了如何輕松地將任何一個可調(diào)式DC/DC轉(zhuǎn)換器重新配置為一個恒流源來驅(qū)動串聯(lián)的多個WLED。只要輸出大于LED正向電壓之和，電壓(VLED)就會下降。

通過調(diào)節(jié)VSENSE(電流感應(yīng)電阻器(RSENSE兩端的電壓而非輸出電壓(VO))，驅(qū)動器實質(zhì)上就成為一個恒定電流源，這使得其輸出電壓(VO)可以隨電流和溫度產(chǎn)生的VLED變化自我調(diào)節(jié)。WLED具有范圍為3.0V到4.0V的壓降，該壓降變化與LED電流大小成正比關(guān)系，而與溫度高低成反比關(guān)系。因此，WLED驅(qū)動器的輸出電壓必須至少能夠達到WLED串的電壓總和，同時各個WLED串在最大LED電流時VLED壓降也達到最大。

盡管大多數(shù)背光應(yīng)用的輸入電壓都在3.6V～48V DC的范圍內(nèi)，但是多數(shù)MFF LCD背光驅(qū)動器卻使用7.2V～21V疊層鋰離子(Li-Ion)電池來驅(qū)動24～100個LED。不同MFF面板尺寸的WLED數(shù)目不盡相同，介于36個(12.1英寸面板)至72個WLED(17英寸面板)之間。

使用圖1所示配置對單個WLED串中的多達72個LED進行調(diào)節(jié)，會導(dǎo)致電壓高達72×4V= 288V。因此，大多數(shù)LED背光驅(qū)動器均基于升壓轉(zhuǎn)換器內(nèi)核。高壓、單電感升壓轉(zhuǎn)換器較為昂貴，且難以設(shè)計，這是因為它們要求：額定電壓更高、體積更大、更昂貴的功率FET，以及相應(yīng)的額定二極管和輸出電容；一個具有87.5%～96%占空比(D=Vout/(Vout+Vin))的升壓控制器，在開關(guān)頻率為1MHz下需要875～960ns的啟動時間(tON)，并且較難控制40ns的最小關(guān)閉時間(tOFF)；一個高成本、占用空間的絕緣層，以防止電弧擊穿底板(chassis)；高壓處理和測試程序；更高的消費類電子產(chǎn)品安全等級；由于更高的共模電流，它們還會產(chǎn)生更多電磁干擾(EMI)，計算方法為ICM = CPAR*VOUT*fSW，其中，CPAR為漏極到接地的寄生電路板電容，fSW為升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率。

采用反激式拓撲結(jié)構(gòu)而非基于電感的升壓拓撲結(jié)構(gòu)讓設(shè)計人員可以使用一個標準、低成本的升壓控制器IC，但是會增加定制設(shè)計變壓器的復(fù)雜度。因此，為維持IC和配套無源組件的低成本，集成FET的升壓驅(qū)動器的制造商寧愿將驅(qū)動器輸出限定在60V以下。由這類升壓轉(zhuǎn)換器驅(qū)動的單個LED串可能會被限定在20個LED以下，這幾乎無法驅(qū)動較大的MFF面板。因此，圖1所示的轉(zhuǎn)換器具有幾個并聯(lián)的m串，每個串都有n個LED和10 Ohm范圍內(nèi)的鎮(zhèn)流電阻器，以幫助均衡流經(jīng)各串的電流以及各串兩端的電壓。流經(jīng)WLED的電流和WLED兩端的電壓越接近，則每個串的顏色和亮度就會越一致。

對圖 1 所示鎮(zhèn)流電阻器進行大小排列以達到各串之間的最佳匹配十分困難。較好的方法是將升壓轉(zhuǎn)換器和多個電流調(diào)節(jié)器(汲入)結(jié)合，這樣便可真正地將流經(jīng)各串的相同電流導(dǎo)入單個驅(qū)動器 IC 中(圖 2)。驅(qū)動器感應(yīng)各個 VIFBx引腳上的壓降，并利用升壓轉(zhuǎn)換器來提供剛好足夠的輸出功率，以便將最低的VIFBx引腳電壓 (VIFBmin)維持在電流調(diào)節(jié)器的最大壓降電壓之上。

圖2：具有集成電流阱的升壓轉(zhuǎn)換器背光驅(qū)動器。

接下來的問題是如何選擇n和m?

優(yōu)化LED串的數(shù)目

選擇升壓驅(qū)動器的n和m時需要考慮如下幾個因素：nMAX×VLEDmin＜升壓轉(zhuǎn)換器的最大輸出電壓；nMIN×VLEDmin＞VINmax；m決定亮度要求，并設(shè)定轉(zhuǎn)換器的最大負載電流ILOADma=m×ILEDmax。

測得數(shù)據(jù)證明，在每個串輸入電壓和ILED相同的條件下，一個m=6且n=12(即12S6P)配置的驅(qū)動器比9S8P配置的相同轉(zhuǎn)換器更加高效。為什么這么說呢？升壓轉(zhuǎn)換器和電流調(diào)節(jié)器的詳細的效率分析報告并不在本文的討論范圍內(nèi)，但答案可想而知。

升壓轉(zhuǎn)換器輸出功率增加的同時，其損耗也隨之增加。升壓轉(zhuǎn)換器輸出功率隨VOUT和/或輸出負載的上升而增加。升壓轉(zhuǎn)換器輸出電壓隨n串聯(lián)LED數(shù)目的增加而上升，同時輸出負載隨m串數(shù)目的增加(或者每個串電流的升高)而上升。電流調(diào)節(jié)器的損耗為每個串的電流乘以各電流反饋引腳的電壓IFBx。很顯然，隨著各串電流升高或?qū)τ诰邆漭^大V< IFB調(diào)節(jié)電壓的驅(qū)動器而言，調(diào)節(jié)器損耗較高。如前所述，圖2所示驅(qū)動器對升壓轉(zhuǎn)換器進行調(diào)節(jié)，這樣輸出電壓僅升至該串(擁有最大V LEDs加VIFBmin的WLED)VLEDs的總和值。由于余下串(具有更低壓降)的LED致使其余VIFB的電壓較高，因此余下的電流調(diào)節(jié)器便浪費了功率。

以統(tǒng)計方法來看，存在一個m串、每個串n個LED的最佳數(shù)字，以最小化功耗的同時最大化驅(qū)動器效率。結(jié)合LED壓降的平均值、差值和標準偏差來對電流調(diào)節(jié)器的損耗進行統(tǒng)計分析，其表明電流調(diào)節(jié)器損耗與m串數(shù)目呈正比例關(guān)系，但是只有在每個串n個LED數(shù)量的平方根時才成立。

圖3顯示了特定驅(qū)動器中升壓轉(zhuǎn)換器和電流調(diào)節(jié)器效率模型的結(jié)果。

圖3：Vin=11V、VIFBx=0.4V及ILED=20mA時LED 總數(shù)量與總驅(qū)動器損耗之間的對比關(guān)系。

該結(jié)果隨VIN、ILED和VIFB發(fā)生些許變化，同時很顯然大多數(shù)MFF面板的背光均會在4

調(diào)光

如圖4所示，調(diào)節(jié)一個WLED串亮度的最簡單方法是在D占空比的固定頻率上向圖1所示驅(qū)動器啟動引腳施加一個脈寬調(diào)制(PWM)信號。該平均WLED電流為PWM信號的占空比乘以LED最大電流ILED-max，即ILED-avg = D x ILED-max。由于流經(jīng)LED的最大電流相同，因此PWM調(diào)光會帶來一個非常線性的亮度變化。另外，由于LED的發(fā)射光譜隨其壓降大小而變化，而該壓降又隨ILED而變化，因此PWM調(diào)節(jié)過程中LED背光的色度、色彩和色調(diào)(即實際“白”的程度)均十分出色。

不過，使用PWM調(diào)節(jié)時陶瓷輸出電容的壓電屬性會帶來問題。特別是，這種電容在可聽范圍(20Hz～20kHz)PWM信號頻率充電和放電時，它便會振動，人耳可聽到電容和PCB運行，聲音如同振鈴或嗡嗡聲。振動大小與電壓振幅和陶瓷電容封裝尺寸成正比例關(guān)系?？s小電容封裝尺寸可減弱這種振鈴。并聯(lián)串m更多，而每個串的LED數(shù)量n更少，從而降低電容的電壓，這樣便可降低這種振鈴的大小。另外，最新的帶電流調(diào)節(jié)器的一些驅(qū)動器只需在PWM調(diào)節(jié)時關(guān)閉電流調(diào)節(jié)器和升壓轉(zhuǎn)換器，便可防止陶瓷輸出電容在PWM調(diào)光期間完全放電。

最初，為了避免陶瓷電容振鈴，許多面板制造商都改用模擬調(diào)光，如圖4所示。模擬調(diào)光實質(zhì)上并未產(chǎn)生輸出紋波，這是由于一個外部信號對圖1中的升壓轉(zhuǎn)換器或圖2所示調(diào)節(jié)點的電流調(diào)節(jié)進行調(diào)節(jié)，進而對流經(jīng)LED的DC電流電平進行調(diào)節(jié)。與PWM調(diào)光方法相比，模擬調(diào)光方法的其他好處還包括兩個：更高的電氣效率，這是因為ILED壓降時升壓轉(zhuǎn)換器輸出電壓=VLEDs壓降之和；以及更高的光電效率，這就是說相同電力消耗產(chǎn)生的流明更多。

深度調(diào)光時，模擬調(diào)光方法存在一些電流精度的問題，這是因為誤差信號放大器失調(diào)電壓致使VREF電壓或電流吸收器電壓太小而無法精確地控制。另外，亮度線性和色度都不如使用PWM調(diào)光方法獲得的效果好，特別是進行深度調(diào)光時。因此，最佳的解決方案是將PWM調(diào)光方法和模擬調(diào)光方法相結(jié)合，其被稱為混合模式調(diào)光，如圖4所示。

圖4：調(diào)光方法。

混合模式調(diào)光方法使用輸入PWM信號來實施模擬調(diào)光，直到LED電流快要降至足以較大影響LED精度、線性和色度為止。在圖4中，當PWM信號占空比(D)為12.5%時形成上述電流。該最小電流電平條件下，電路開始使用真正的PWM調(diào)光方法。然而，與在輸入PWM信號占空比時開啟和關(guān)閉電流吸收器的最大LED電流不一樣，該電路將輸入占空比轉(zhuǎn)化為適當值，以用于模擬調(diào)光獲得的最小WLED電流電平。

圖5：使用TPS61195的背光驅(qū)動器實例。

例如，TPS61195能夠驅(qū)動多達m = 8個串(并聯(lián))，每組n = 10+WLED(串聯(lián))。通過SMBus接口，TPS61195還提供了靈活的調(diào)光選項，因此設(shè)計工程師可以根據(jù)系統(tǒng)要求使用純PWM調(diào)光或模擬和PWM調(diào)光的混合模式來對WLED進行調(diào)節(jié)。

本文小結(jié)

背光驅(qū)動器廠商們正不斷改進背光驅(qū)動器，以滿足面板制造商對于較小解決方案尺寸、最大效率和靈活調(diào)光方法的需求。例如，采用4×4 QFN封裝的TPS61195可驅(qū)動8個串(每個串由12個WLED組成，每個串的輸入電壓均高達21V)，同時提供了靈活的調(diào)光方法，可滿足上述這些需求。