采用決策反饋方法消除時(shí)域同步正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中的載波間干擾

為了消除時(shí)域同步正交頻分復(fù)用（TDS-OFDM）系統(tǒng)中的載波間干擾（ICl），通過假定信道在OFDM塊內(nèi)呈線性變化，建立了TDS-OFDM在時(shí)交信道下的系統(tǒng)傳輸模型。在此基礎(chǔ)上采用一種決策反饋的方法來消除ICI。該方法使用偽隨機(jī)（PN）序列時(shí)域相關(guān)進(jìn)行信道粗估計(jì)，并在一個OFDM塊內(nèi)進(jìn)行線性內(nèi)插得到整個OFDM塊內(nèi)的信道細(xì)估計(jì)。分析和仿真結(jié)果表明，該方法相對于TDS-OFDM系統(tǒng)的傳統(tǒng)方法有2 dB以上的誤碼率性能增益，并且復(fù)雜度與傳統(tǒng)方法相當(dāng)。

正交頻分復(fù)用（OFDM），作為多載波技術(shù)中的一種，是對抗多徑衰落信道的有效方法，它使用并行數(shù)據(jù)傳輸和子信道交疊，通過采用保護(hù)間隔來對抗信道頻率選擇性。OFDM已被廣泛應(yīng)用在廣播領(lǐng)域，如歐洲的地面數(shù)字電視傳輸標(biāo)準(zhǔn)（DVB-TCOFDM）和清華大學(xué)提出的地面數(shù)字電視傳輸方案（DMB-T TDS-OFDM）。

當(dāng)信道變化較慢時(shí)，可以近似認(rèn)為信道在一個OFDM塊內(nèi)保持不變，那么信道均衡可以通過簡單的一階頻域?yàn)V波實(shí)現(xiàn)；但是，信道時(shí)變產(chǎn)生的時(shí)間選擇性衰落將導(dǎo)致子載波間的正交性受到破壞，產(chǎn)生載波間干擾（ICI）。當(dāng)信道變化較快時(shí)，信道塊時(shí)不變的假設(shè)（即忽略ICI）必然會帶來系統(tǒng)性能的嚴(yán)重惡化。

為此，本文假定信道在一個OFDM塊內(nèi)呈線性變化，建立了時(shí)域同步正交頻分復(fù)用（TDS-OFDM）的系統(tǒng)傳輸模型，并采用一種決策反饋的方法來消除ICl?；赥DS-OFDM的PN序列作為幀頭的幀結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，通過PN序列時(shí)域相關(guān)得到信道沖激響應(yīng)的粗估計(jì)，然后在OFDM塊內(nèi)做線性內(nèi)插得到信道沖激響應(yīng)的細(xì)估計(jì)。仿真結(jié)果表明，在快速時(shí)變信道下，該方法相對于傳統(tǒng)方法有明顯的性能改善，并且具有較低的復(fù)雜度。

1 TDS-OFDM系統(tǒng)傳輸模型

圖1給出了TDS-OFDM系統(tǒng)的幀結(jié)構(gòu)示意圖。TDS-OFDM系統(tǒng)的信號幀由幀頭和幀體數(shù)據(jù)2部分組成。作為保護(hù)間隔的幀頭，由PN序列循環(huán)前綴、PN序列和PN序列循環(huán)后綴組成。PN序列循環(huán)前綴的長度可根據(jù)信道最大多徑時(shí)延來定制。

圖2給出了TDS-OFDM的基帶傳輸系統(tǒng)框圖。在發(fā)送端，每N（N=3 780）個數(shù)據(jù)組成一個幀體向量，通過快速傅里葉反變換（IFFT）得到時(shí)域幀體向量x，由PN序列循環(huán)前綴、PN序列和PN序列循環(huán)后綴組成的幀頭向量P被插入來作信道估計(jì)。然后通過并串轉(zhuǎn)換得到發(fā)送信號s。在接收端，采樣后的數(shù)據(jù)r被分為幀頭部分u和幀體部分v。幀頭部分被用來作信道估計(jì)，通過本地產(chǎn)生一個相同的PN序列與接收到的幀頭數(shù)據(jù)作時(shí)域相關(guān)得到信道粗估計(jì)，再經(jīng)過線性內(nèi)插得到信道細(xì)估計(jì)。使用該信道細(xì)估計(jì)來消除幀頭對幀體的干擾，這樣TDS-OFDM信號可以等價(jià)于零前綴OFDM（ZP-OFDM）信號，再通過交疊相加方法（OLA），ZPOFDM信號等價(jià)于循環(huán)前綴OFDM（CP-OFDM）信號。由于信道估計(jì)的誤差，在進(jìn)行上述處理時(shí)會帶來額外的噪聲，但由于幀頭長度相對于幀體長度較小，并且在通常的信噪比和多普勒頻移范圍內(nèi)，信道估計(jì)的精度是足夠高的，因此這種額外的噪聲可以被忽略。將使用上述兩種操作后的幀體數(shù)據(jù)b通過FFT得到，然后采用一種決策反饋的方法來消除ICI，得到對發(fā)送數(shù)據(jù)的估計(jì)。

本文假定系統(tǒng)已經(jīng)精確同步。設(shè)信道的沖激響應(yīng)為h［m，l］=h（mTs，l）（Ts為采樣間隔，l=0，1，…，L-1，L代表多徑的個數(shù)）。考慮信道在OFDM塊內(nèi)的變化，那么，在接收端，經(jīng)過處理后的幀體部分可以表示為

本文假設(shè)信道在OFDM塊內(nèi)呈線性變化，即hBody［m，l］可以表示為

2 ICI消除方法

根據(jù)式（9），對X的估計(jì)為

但是，由于上式的復(fù)雜度很高，為o（N3）次復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算，所以很難在實(shí)際中使用。為此，基于線性內(nèi)插的信道估計(jì)方法，本文在TDS-OFDM系統(tǒng)中采用了一種基于決策反饋的ICI消除方法。

2．1 決策反饋ICI消除方法

首先，忽略式（9）中的ICl分量，得到對發(fā)送數(shù)據(jù)的一個粗估計(jì)

再從Y中扣除所得的ICl分量估計(jì)，可以得到無ICI的數(shù)據(jù)估計(jì)如下式所示：

以上為TDS-OFDM系統(tǒng)的基于決策反饋的ICI消除方法，其實(shí)現(xiàn)框圖如圖3所示。由于FFT的復(fù)雜度為o（N），那么總的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度為2o（N）+4N，即o（N）?？梢钥闯?，這種方法的復(fù)雜度比直接按式（10）進(jìn)行均衡的方法所需要的復(fù)雜度o（N3）要低很多，并且和傳統(tǒng)方法的復(fù)雜度在一個數(shù)量級上。

下面分析該方法的ICI消除性能。ICI消除前的平均信干比為

其中Qp，q代表矩陣Q的第p行第q列的元素。圖4給出了ICI消除前和ICI消除后的信干比隨多普勒變化的仿真曲線?？梢钥闯?，隨著Doppler頻移的增加，系統(tǒng)的信干比性能明顯下降。該ICI消除方法在使用估計(jì)的信道參數(shù)和理想的信道參數(shù)時(shí)，性能差異不大。在所給的多普勒頻移范圍內(nèi)，即使使用估計(jì)的信道參數(shù)，該方法相對于沒有采用ICI消除的方法，仍可以獲得20 dB左右的信干比改善。

2．2 信道估計(jì)方法

為了有效地進(jìn)行ICI消除，必須有準(zhǔn)確的信道估計(jì)作為基礎(chǔ)。本小節(jié)給出了TDS-OFDM系統(tǒng)在時(shí)變信道下的信道估計(jì)方法，即如何得到。在TDS-OFDM系統(tǒng)中，每個信號幀包含了一個已知的PN頭作為幀頭，它被用作時(shí)域?qū)ьl信號來進(jìn)行信道估計(jì)。由于幀頭長度相對于幀體長度小得多，可以近似認(rèn)為信道在一個幀頭的時(shí)間間隔內(nèi)保持不變，記為hHead［l］，那么，接收到的幀頭數(shù)據(jù)可以表示為

其中為發(fā)送的幀頭向量（包括PN循環(huán)前綴、PN序列和PN循環(huán)后綴）。將接收到的幀頭數(shù)據(jù)與本地產(chǎn)生的PN序列做時(shí)域相關(guān)可以得到幀頭處的信道沖激響應(yīng)估計(jì)，稱之為信道粗估計(jì)，由下式表示：

其中：代表當(dāng)前幀的信道粗估計(jì)；代表下一幀的信道粗估計(jì)。將式（20）和（21）帶入式（5）就可以得到OFDM塊內(nèi)信道沖激響應(yīng)hBidy［m，l］的估計(jì)。由于TDS-OFDM系統(tǒng)使用了時(shí)域?qū)ьl的幀結(jié)構(gòu)，才能利用PN頭時(shí)域相關(guān)得到的相鄰兩幀的信道估計(jì)，進(jìn)行線性內(nèi)插得到塊內(nèi)的信道細(xì)估計(jì)。該信道估計(jì)的方法非常簡單并且有效。

為了分析分析信道估計(jì)的性能，定義信道估計(jì)的平均歸一化均方誤差為

其中M代表仿真的OFDM塊個數(shù)。

圖5和圖6分別給出了信道估計(jì)的歸一化均方誤差隨信噪比和Doppler變化的仿真曲線。其中：PS代表本文中使用的信道估計(jì)和ICI消除方法；CS代表假定信道塊時(shí)不變的傳統(tǒng)方法，即假定jBody［m，l］=hHead［l］；AS代表假定信道塊時(shí)不變的改進(jìn)方法，即假定可以看出，當(dāng)信噪比很低時(shí)，PS相對于CS和AS的信道估計(jì)性能優(yōu)勢并不明顯，但隨著信噪比增加，PS相對于CS和AS有著明顯的性能優(yōu)勢，如在信噪比為20 dB時(shí)，PS相對于CS和AS分別有20 dB和13 dB的信道估計(jì)歸一化均方誤差性能增益。這3種方法的性能隨Doppler頻移的增加而惡化的趨勢相似，當(dāng)Doppler頻移在40 Hz和200 Hz時(shí)，信道估計(jì)歸一化均方誤差性能有大約15 dB的差異。

3 仿真結(jié)果

仿真信道如表1所示，TDS-OFDM系統(tǒng)參數(shù)為：采樣速率7．56MSPS，幀體數(shù)據(jù)長度3 780，幀體持續(xù)時(shí)間500 μs，子載波間隔2．O kHz，幀體調(diào)制方式16QAM，幀頭長度420，PN序列長度255，PN序列循環(huán)

綴長度50，PN序列循環(huán)后綴長度115。對信干比、信道估計(jì)歸一化均方誤差和誤比特率進(jìn)行了系統(tǒng)仿真，仿真結(jié)果如圖4-7所示。

從圖4可以看出，使用了ICI消除后系統(tǒng)信干比相對于ICI消除前有大約20 dB的增益，這說明了該方法的有效性。從圖5和圖6可以看出，多普勒頻移的增加會帶來信道估計(jì)性能的惡化，同時(shí)本文提出的基于塊內(nèi)線性內(nèi)插的信道估計(jì)方法的性能明顯優(yōu)于假設(shè)信道塊時(shí)不變的傳統(tǒng)方法。

圖7給出了Doppler頻移為60Hz以及120Hz時(shí)各種方法的誤比特率隨信噪比變化的曲線。可以看出，PS方法的系統(tǒng)誤比特率性能要明顯優(yōu)于CS方法和AS方法，如在信噪比為30 dB、多普勒為60Hz時(shí)，CS、AS和PS的誤比特率分別為0．02、0．001、0．000 2。當(dāng)誤碼率在10-2時(shí)，PS方法相對于AS和CS方法有2 dB以上的誤比特率性能增益。隨Doppler頻移的增加PS方法的性能惡化相對于CS和AS方法并不明顯，對Doppler具有較強(qiáng)的魯棒性，如當(dāng)信噪比保持為30 dB、多普勒為120Hz時(shí)，CS、AS和PS的誤比特率分別增加到0．2、0．0l、0．000 7。由于CS和AS方法都未考慮信道在一個OFDM塊內(nèi)的變化，忽略了信道時(shí)變帶來的ICI的影響，相對于PS方法，必然會有性能的損失。

4 結(jié) 論

基于信道在一個OFDM塊內(nèi)呈線性變化的假設(shè)。本文研究了一種應(yīng)用于TDS-OFDM系統(tǒng)的ICI消除方法。同傳統(tǒng)方法相比，可以獲得2 dB以上的誤碼率性能改善。同時(shí)，該方法的計(jì)算復(fù)雜度與傳統(tǒng)方法相當(dāng)，為o（N）。