使用定向耦合器和RF功率檢測器來實現(xiàn)在線RF功率和回波損耗測量

由 Eamon Nash 和 Eberhard Brunner完成

定向耦合器用于各種應(yīng)用中以感測RF功率，并且它們可以出現(xiàn)在信號鏈中的多個點處。在本文中，我們將探討ADI公司的ADL5920，該器件結(jié)合了寬帶定向橋接耦合器和兩個均方根響應(yīng)探測器，采用5 mm×5 mm表面貼裝封裝。與傳統(tǒng)的分立式定向耦合器相比，該器件具有明顯的優(yōu)勢，可以在尺寸和帶寬之間進行權(quán)衡，特別是在1 GHz以下的頻率。

通常使用定向耦合器和RF功率檢測器來實現(xiàn)在線RF功率和回波損耗測量。

在圖1中，雙向耦合器用于無線電或測試和測量應(yīng)用中，以監(jiān)測發(fā)射和反射的RF功率。有時也希望將RF功率監(jiān)視嵌入電路中，其中一個很好的例子是將兩個或多個信號源切換到發(fā)送路徑（使用RF開關(guān)或使用外部電纜）。

圖1.測量RF信號鏈中的正向和反射功率。

定向耦合器具有方向性的有價值特征 - 即區(qū)分入射和反射RF功率的能力。由于入射RF信號在通往負(fù)載的途中通過前向路徑耦合器（圖2），因此一小部分RF功率（通常是比入射信號低10 dB至20 dB的信號）耦合在一起，驅(qū)動射頻探測器。在測量前向和反射功率的情況下，使用與前向路徑耦合器相比具有反向的第二耦合器。來自兩個檢測器的輸出電壓信號將與正向和反向RF功率電平成比例。

圖2.使用定向耦合器和RF檢測器的典型RF功率測量系統(tǒng)。

表面貼裝定向耦合器受帶寬和尺寸之間的基本折衷。雖然具有一個倍頻程頻率覆蓋的雙向定向耦合器（即F MAX等于F MIN的兩倍）通?？捎糜谛≈? mm 2的封裝，但多功能表面貼裝定向耦合器將更大（圖3） 。寬帶連接器定向耦合器具有多倍頻率覆蓋，但明顯大于表面貼裝器件。

圖3.連接器定向耦合器，表面貼裝定向耦合器和帶定向橋和雙均方根檢測器的ADL5920集成IC。

圖3還顯示了ADL5920的評估板，ADL5920是一種新的RF功率檢測子系統(tǒng)，檢測范圍高達60 dB，采用5 mm×5 mm MLF封裝（ADL5920 IC位于RF連接器之間）。ADL5920的框圖如圖4所示。

圖4. ADL5920框圖。

ADL5920不使用定向耦合器檢測正向和反射信號，而是采用獲得專利的定向橋接技術(shù)來實現(xiàn)寬帶和緊湊的片上信號耦合。要了解定向橋是如何工作的，我們需要先退一步看看惠斯通電橋。

惠斯通電橋

定向電橋的概念基于惠斯通電橋（圖5），在平衡時產(chǎn)生零差分電壓。在惠斯通電橋中，兩個支路之一中的一個電阻器是可變的（R2），而另外兩個電阻器（R1和R3）是固定的?？偣灿兴膫€電阻-R1，R2，R3和Rx-其中Rx是未知電阻。如果R1 = R3，那么當(dāng)R2等于Rx時，V OUT = 0 V.當(dāng)可變電阻器具有正確的值時，橋被認(rèn)為是平衡的，使得橋的左側(cè)和右側(cè)的分壓比相等從而在產(chǎn)生V OUT的差分感測節(jié)點上產(chǎn)生零伏差分信號。

圖5.惠斯通電橋。

單向橋

圖6是單向橋的示意圖，它最好地解釋了這種設(shè)備的基本操作。首先，重要的是觀察到需要針對特定Z o設(shè)計定向橋并且使插入損耗最小化。如果R S = R L = R = 50Ω，那么電橋的檢測電阻為5Ω，這是插入損耗（

該電壓進一步衰減10/11 = 0.909，使得差分放大器的負(fù)輸入為0.82 V，得到的差分電壓為（1 - 0.82）= 0.18 V. 該橋的有效正向耦合系數(shù)（Cpl ）為

在橋的上下文中平衡意味著當(dāng)反向施加信號（RFOP到RFIP）時，VFWD檢測器（或Cpl端口）理想地將看到零差分電壓，而當(dāng)信號是時，它看到最大信號應(yīng)用于正向（RFIP到RFOP）。為了在這種結(jié)構(gòu)中獲得最大的方向性，精密電阻器是最重要的，這就是為什么集成它們是有益的。

在單向橋中，為了確定計算回波損耗所需的隔離度，需要翻轉(zhuǎn)器件然后將輸入信號應(yīng)用于RFOP。在這種情況下，電橋是平衡的，差分放大器的正負(fù)輸入是相等的，因為相同的分頻比為0.909 =（10R /（10R + R）=（R /（R + 0.1R））導(dǎo)致差分電壓（V +負(fù)V-）= 0 V.

圖6.簡化的單向橋接圖。

雙向橋

圖7是雙向橋的簡化圖，類似于ADL5920中使用的雙向橋。對于50Ω環(huán)境，單位電阻R等于50Ω。因此，橋接檢測電阻的值為5Ω，而兩個并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的值均為1.1kΩ。

這是一個對稱網(wǎng)絡(luò)，因此當(dāng)R S和R L也等于50Ω時，輸入和輸出電阻R IN和R OUT相同且接近50Ω。

當(dāng)源和負(fù)載阻抗均為50Ω時，內(nèi)部網(wǎng)絡(luò)的歐姆分析告訴我們，與VREV相比，VFWD將非常大。在實際應(yīng)用中，這對應(yīng)于從源到負(fù)載的最大功率傳輸。這導(dǎo)致反射功率很小，這反過來導(dǎo)致非常小的VREV。

接下來，讓我們考慮如果R L是無限（開路）或零（短路負(fù)載）會發(fā)生什么。在這兩種情況下，如果我們重復(fù)歐姆分析，我們發(fā)現(xiàn)VFWD和VREV大致相等。這反映了一個真實世界的系統(tǒng)，其中開路或短路負(fù)載導(dǎo)致前向和反射功率相等。下面對這些場景進行更詳細的分析。

圖7.簡化的雙向橋接圖。

VSWR和反射系數(shù)

對網(wǎng)絡(luò)分析中的錯誤進行全面分析太復(fù)雜，超出了本文的范圍，但我們希望總結(jié)一些基本概念。Marki Microwave，Directivity和VSWR Measurements的應(yīng)用筆記是一個很好的資源。

行波是描述沿傳輸線的電壓和電流的重要概念，因為它們是位置和時間的函數(shù)。沿傳輸線的電壓和電流的一般解決方案包括前向行波和后向行波，它們是距離x的函數(shù)。

在等式2和等式3中，V +（x）表示朝向負(fù)載行進的電壓波，而V-（x）表示由于失配而從負(fù)載反射的電壓波，并且Z 0是傳輸線的特征阻抗。在無損傳輸線中，Z 0由經(jīng)典方程定義：

對于傳輸線，最常見的Z 0為 50Ω。如果這樣的線路以其特征阻抗終止，那么它看起來 像50Ω源作為無限線，因為任何沿著線路傳播的電壓波都不會導(dǎo)致任何可以在源處或沿線的任何其他位置感測到的反射。但是，如果負(fù)載不同于 50Ω， 則沿著可以檢測到的線產(chǎn)生駐波，并由電壓駐波比（VSWR）定義。

更一般地，反射系數(shù)定義為：

其中Γ 0是負(fù)載反射系數(shù)和γ傳輸線的傳播常數(shù)。

R，L，G和C是傳輸線的每單位長度的電阻，電感，電導(dǎo)和電容。

回波損耗（RL）是以dB為單位的反射系數(shù)（Γ）的負(fù)值。這一點很重要，因為反射系數(shù)和回波損耗經(jīng)?；煜⒖苫Q使用。

除了上面的負(fù)載失配之外，回波損耗的另一個非常重要的定義是在阻抗不連續(xù)處的入射和反射功率方面。這是由

并廣泛用于天線設(shè)計。VSWR，RL和Γ 0 的關(guān)系如下：

等式14和等式15表示駐波電壓的最大值和最小值。VSWR定義為沿波的最大電壓與最小電壓之比。沿線的峰值和最小電壓是

例如，在50 Ω傳輸線路，如果前進行駛電壓信號具有A = 1的峰值幅度和線與一個完美的負(fù)載匹配，則|Γ 0 | = 0，不存在駐波（VSWR = 1.00），并且沿著線的峰值電壓為A = 1。但是，如果R LOAD為100Ω或25Ω，則|Γ 0 | = 0.333，RL = 9.542dB，VSWR = 2.00，| V（x）| max = 1.333和| V（x）| min = 0.666。

圖8是圖7的復(fù)制品，但是信號以默認(rèn)的正向配置示出并且具有指示參考平面處于負(fù)載處的行進功率波。在波長相對于物理結(jié)構(gòu)較長的低頻處，電壓和電流是同相的，并且可以根據(jù)歐姆定律分析電路。

圖8.帶信號的簡化雙向橋接器

端口定義如RFIP的輸入端口（端口1），RFOP的輸出端口（端口2），V FWD的耦合端口（端口3）和VREV的隔離端口（端口4）。由于該結(jié)構(gòu)是對稱的，當(dāng)信號在Z L處反射或施加到RFOP 時，端口是反向的。

在匹配負(fù)載的情況下，發(fā)電機電壓連接到端口1（RFIP），并且Z S = Z L = Z 0 = R =50Ω，

V L / V S +是插入損耗，L I或IL（以dB為單位）。

0.1×R主線電阻兩側(cè)的兩個分流支路的衰減系數(shù)為

圖8中的公式用于| VREV | 和| VFWD | 顯示在正向施加信號的那些電壓的值。這些等式表示由于在33 dB的隔離端口處的非理想抑制導(dǎo)致的簡化示意圖的基本方向性限制。

從圖8中可以看出，線性域中雙向橋的方向性由下式確定

這表明增加的方向性，α需要等于插入損耗，L 予。

在硅中，峰值方向性通常優(yōu)于簡化圖表（圖9）。

如果Z L不等于Z O，則通常情況下，耦合和隔離的端口電壓是復(fù)雜的

其中V S +是端口1（節(jié)點V S）的正向電壓，V L- 是端口2（節(jié)點V L）負(fù)載的反射電壓。Θ是反射信號的未知相位，

將（24）代入（ 22）和（23）中的V L-并使用（21）來簡化結(jié)果，再加上以下事實：

導(dǎo)致復(fù)雜的輸出電壓

從（26）和（27）我們可以觀察到對于D L >> 1，

在ADL5920中，電壓VREV和VFWD通過兩個60 dB范圍的線性dB均方根檢波器映射到電壓VRMSR和VRMSF，分別為（V ISO / V SLP）和（V CPL / V SLP）dB。因此，器件V DIFF的差分輸出以dB表示

其中V SLP（探測器斜率）約為60 mV / dB。使用（28）中的（29）的電壓 - dB映射

并且使用等式30中的等式9得到

圖9. ADL5920方向性與頻率的關(guān)系。輸入電平為20 dBm。

圖10顯示了ADL5920正向驅(qū)動時正向功率檢測均方根檢波器的響應(yīng)。每條跡線對應(yīng)于所施加的特定功率水平的輸出電壓與頻率的關(guān)系。當(dāng)繪圖停止在10 MHz時，已經(jīng)驗證了低至9 kHz的頻率。在圖11中，相同的數(shù)據(jù)表示為輸出電壓與輸入功率，每條跡線代表不同的頻率。

圖10.多輸入功率電平下前向路徑檢測器的典型輸出電壓與頻率的關(guān)系。

圖11.多個頻率下前向路徑檢測器的典型輸出電壓與輸入功率的關(guān)系。

當(dāng)ADL5920的RF OUT引腳端接50Ω電阻時，應(yīng)該沒有反射信號。因此，反向路徑檢測器不應(yīng)記錄任何檢測到的反向功率。然而，由于電路的方向性是非理想的并且相對于頻率滾降，因此將在反向路徑中檢測到一些信號。圖12顯示了當(dāng)RF IN掃描且RF OUT以50Ω端接時，在500 MHz時正向和反向路徑檢測器上測得的電壓。這些跡線之間的垂直間隔直接與橋的方向性有關(guān)。

圖12. VRMSF和VRMSR輸出電壓與500 MHz時的輸入功率，當(dāng)橋接器由RF IN驅(qū)動且RF OUT以50Ω端接時。

圖13顯示了改變負(fù)載對正向功率測量的影響。定義的功率電平應(yīng)用于RF IN輸入，RF OUT上的負(fù)載的回波損耗在0 dB至20 dB之間變化。正如預(yù)期的那樣，當(dāng)回波損耗在10 dB至20 dB范圍內(nèi)時，功率測量精度非常好。但是當(dāng)回波損耗降低到10 dB以下時，功率測量誤差開始增加。值得注意的是，對于0 dB的回波損耗，誤差仍然只在1 dB范圍內(nèi)。

圖13.測量的正向功率與施加的功率和負(fù)載的回波損耗，在1 GHz下測量。

在圖14中，ADL5920用于測量負(fù)載的回波損耗，也就是1 GHz。已知的回波損耗應(yīng)用于RF OUT端口。測量VRMSF和VRMSR并重新計算回波損耗。

圖14.在1 GHz下測量的測量回波損耗與應(yīng)用回波損耗和RF功率之比。

關(guān)于這個情節(jié)有很多值得注意的地方。首先，可以看出ADL5920測量回波損耗的能力隨著回波損耗的提高而降低。這是由于設(shè)備的方向性。其次，請注意當(dāng)驅(qū)動功率下降時測量精度如何降低。這是由于ADL5920板載均方根檢波器的檢測范圍和靈敏度有限。第三個觀察涉及跡線中的明顯波紋。這是因為每次測量都是在一個回波損耗階段進行的。如果在所有回波損耗階段重復(fù)測量，將產(chǎn)生一系列曲線，其垂直寬度將大致等于紋波的垂直寬度。

應(yīng)用

ADL5920能夠測量內(nèi)聯(lián)RF功率和回波損耗，適用于多種應(yīng)用。它的小尺寸意味著它可以放入許多電路而不會產(chǎn)生明顯的空間影響。典型應(yīng)用包括RF功率水平高達30 dBm的在線RF功率監(jiān)測，其中插入損耗并不重要?；夭〒p耗測量功能通常用于監(jiān)控RF負(fù)載的應(yīng)用中。這可能是一個簡單的電路，用于檢查天線是否未損壞或斷開（即災(zāi)難性故障）。但是，ADL5920還可用于測量材料分析應(yīng)用中的標(biāo)量回波損耗。這最適用于低于約2.5 GHz的頻率，其中方向性（從而測量精度）大于15 dB。

ADL5920可用于評估兩種外形尺寸，如圖15所示。左側(cè)顯示傳統(tǒng)評估板，其中檢測器輸出電壓可用于夾式引線和SMA連接器。該評估板還包括校準(zhǔn)路徑，可用于校準(zhǔn)FR4板的插入損耗。

右側(cè)顯示了一個更集成的評估板，其中包括一個4通道，12位ADC（AD7091R-4）。該評估板插入ADI公司的SDP-S USB接口板，包括計算RF功率和回波損耗的PC軟件，并包含基本功率校準(zhǔn)程序。

圖15. ADL5920評估板選項。

作者：Eamon Nash

Eamon Nash是ADI公司RF產(chǎn)品部的應(yīng)用工程經(jīng)理。他在ADI公司工作了20多年，首先擔(dān)任混合信號和DSP產(chǎn)品的現(xiàn)場應(yīng)用工程師，然后擔(dān)任應(yīng)用工程師，專門研究無線應(yīng)用的分立RF組件。

Eberhard Brunner

Eberhard Brunner是ADI公司的高級設(shè)計工程師，擁有加州大學(xué)伯克利分校的電子工程學(xué)士學(xué)位（1988年）和俄勒岡州研究生院的電子工程師學(xué)會（1995年）。他也是圣克拉拉大學(xué)的校友。從加州大學(xué)伯克利分校畢業(yè)后，他在微波無線電公司Harris Farinon擔(dān)任調(diào)制解調(diào)器設(shè)計工程師。1991年，他搬到俄勒岡州，加入了ADI公司的西北實驗室，向ADI研究員Barrie Gilbert匯報工作。從那時起，他一直擔(dān)任技術(shù)人員和應(yīng)用工程師，從事產(chǎn)品工程支持，市場營銷和大部分設(shè)計工作。他的專業(yè)領(lǐng)域是非線性模擬設(shè)計，射頻功率檢測，醫(yī)學(xué)成像和微波設(shè)計。他目前在加利福尼亞州圣巴巴拉的以太網(wǎng)供電（PoE）設(shè)計小組工作。他擁有10項專利。