降壓轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)原則與注意事項(xiàng)

降壓轉(zhuǎn)換器是高效的自調(diào)節(jié)電源。正確理解和設(shè)計(jì)后，它們可以提供低損耗電流源來(lái)驅(qū)動(dòng)LED陣列。

降壓轉(zhuǎn)換器是最常見(jiàn)且常用的開(kāi)關(guān)電源（SMPS）拓?fù)渲?。由于其主要特性，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)也稱(chēng)為下變頻器：輸出電壓始終低于輸入電壓。降壓轉(zhuǎn)換器可以非常高效（IC容易高達(dá)95％）和自我調(diào)節(jié)，這使得它可以用于將筆記本電腦中的12 V至24 V典型電池電壓轉(zhuǎn)換為所需的幾伏電壓。處理器。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不僅可用于轉(zhuǎn)換電壓，還可用作電流源，具體取決于控制方法。

本文討論設(shè)計(jì)降壓轉(zhuǎn)換器時(shí)的一般原則和注意事項(xiàng)，尤其是降壓轉(zhuǎn)換器。具有谷值檢測(cè)的邊界傳導(dǎo)模式的LED。它包括關(guān)于損失和關(guān)鍵部件計(jì)算的部分。本文可用于設(shè)計(jì)具有多個(gè)恩智浦LED驅(qū)動(dòng)器IC的降壓轉(zhuǎn)換器，例如SSL1523，SSL1623，SSL2101，SSL2102和UBA 3070.未討論可調(diào)光性和電源可調(diào)性，因?yàn)檫@些特定于每個(gè)IC解決方案。

操作原理顯示了一個(gè)轉(zhuǎn)換器周期內(nèi)電壓和電流的流動(dòng)方式。它還簡(jiǎn)要概述了CCM和BCM/DCM模式之間的權(quán)衡。

關(guān)鍵組件設(shè)計(jì)過(guò)程提供了有關(guān)如何設(shè)計(jì)關(guān)鍵組件（如電感值）的信息。它描述了使用谷值檢測(cè)的BCM時(shí)峰值電流的計(jì)算結(jié)果。

功率計(jì)算使設(shè)計(jì)人員能夠深入了解轉(zhuǎn)換器中的損耗機(jī)制，以及它們的選擇如何影響效率

電流容差和穩(wěn)定性討論了這兩個(gè)問(wèn)題。

操作原理

降壓轉(zhuǎn)換器的操作相對(duì)簡(jiǎn)單，有一個(gè)電感和兩個(gè)控制電感輸入電流的開(kāi)關(guān)。它在將電感器連接到電源電壓以在電感器中存儲(chǔ)能量以及將電感器放電到負(fù)載之間交替。圖1顯示了降壓轉(zhuǎn)換器的簡(jiǎn)化應(yīng)用圖，該轉(zhuǎn)換器連接到電源和負(fù)載。為了基本了解應(yīng)用，可以將VI和Vo視為DC。在實(shí)際應(yīng)用中，MOSFET或雙極晶體管取代了S1，二極管取代了S2。

圖1：基本配置電路。

電路由開(kāi)關(guān)狀態(tài)定義。有兩個(gè)開(kāi)關(guān)有四種模式，但并非所有模式都適用。模式1和2是最重要的，并且?guī)缀蹩偸谴嬖冢Ｊ?僅存在于不連續(xù)傳導(dǎo)模式（DCM）中。必須防止模式4，因?yàn)檫@會(huì)使電源短路。模式1至3中的開(kāi)關(guān)狀態(tài)顯示在表1中。

ModeS1S2Duration1OnOffδ1xT2OffOnδ2xT3OffOffδ3xT

表1：可能的工作模式下面簡(jiǎn)要說(shuō)明降壓轉(zhuǎn)換器的操作。圖2顯示了前兩種模式的等效電路圖。還顯示了一個(gè)完整開(kāi)關(guān)周期的簡(jiǎn)化波形。

在時(shí)間δ1×T（模式1）期間，開(kāi)關(guān)S1接通，電流開(kāi)始流過(guò)電感器L.此時(shí)開(kāi)關(guān)S1斷開(kāi)，次級(jí)開(kāi)關(guān)S2閉合，電流開(kāi)始流向輸出。在開(kāi)關(guān)S2的導(dǎo)通時(shí)間期間，電感器中的能量減小。當(dāng)通過(guò)開(kāi)關(guān)S2的電流減小到零時(shí)進(jìn)入δ3。剛剛描述的操作模式稱(chēng)為不連續(xù)傳導(dǎo)模式（DCM）。當(dāng)時(shí)間δ3×T變?yōu)榱銜r(shí)，達(dá)到DCM和連續(xù)傳導(dǎo)模式（CCM）之間的邊界。這稱(chēng)為邊界傳導(dǎo)模式（BCM）。

圖2：降壓波形 - 不連續(xù)導(dǎo)通模式。

開(kāi)關(guān)S2通常由二極管代替。必須確保當(dāng)通過(guò)電感器的電流為零時(shí)才進(jìn)入模式3。如果兩個(gè)開(kāi)關(guān)在仍有電流流過(guò)電感器時(shí)打開(kāi)，則電流將嘗試尋找另一個(gè)路徑，結(jié)果將產(chǎn)生非常高的電壓峰值。該峰值可能會(huì)損壞開(kāi)關(guān)或電感。使用合適的二極管可以防止這種情況。

連續(xù)模式和非連續(xù)模式降壓解決方案都很常見(jiàn)，每種解決方案都有以下特定的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)：

CCM轉(zhuǎn)換器輸入和輸出較少電流紋波比不連續(xù)模式版本，因此它需要更少的額外濾波。

CCM轉(zhuǎn)換器具有較低的磁芯損耗，因?yàn)槭褂幂^少的BH曲線。然而，它必須具有與電流紋波成反比的電感值，這導(dǎo)致更大的磁芯和更多的繞組。這可以抵消較低的磁芯損耗，并導(dǎo)致更多的線損。

CCM轉(zhuǎn)換器不能調(diào)節(jié)到低電流值;控制余量由電流紋波決定。

當(dāng)S1導(dǎo)通時(shí)，DCM轉(zhuǎn)換器沒(méi)有硬電流切換，因此可以使用僅針對(duì)低關(guān)斷損耗進(jìn)行優(yōu)化的切換方法。/li》

DCM轉(zhuǎn)換器充分利用磁能儲(chǔ)存，因此可以使用更小的電感器。

此列表說(shuō)明，不連續(xù)模式是小型，最有效的解決方案 - 因子，可調(diào)光SSL解決方案。

BCM轉(zhuǎn)換器具有更多優(yōu)勢(shì)，因?yàn)椴贿B續(xù)模式具有不使用電感的死區(qū)時(shí)間。它具有最小的尺寸，最低的開(kāi)關(guān)損耗和完全的調(diào)光性。然而，輸入和輸出的紋波電流更高，因此需要更多的緩沖和濾波來(lái)降低這一點(diǎn)并達(dá)到FCC15和IEC55015等電源傳導(dǎo)發(fā)射標(biāo)準(zhǔn)。

關(guān)鍵部件設(shè)計(jì)程序

本節(jié)指南您可以通過(guò)設(shè)計(jì)用于SSL應(yīng)用的邊界導(dǎo)通模式降壓轉(zhuǎn)換器的過(guò)程。

輸出電流與峰值電流的關(guān)系

圖3顯示了驅(qū)動(dòng)一串LED的典型最小降壓應(yīng)用電路。設(shè)計(jì)這樣的啟動(dòng)參數(shù)電路是所需的LED電流和LED電壓。假設(shè)轉(zhuǎn)換器完全在邊界導(dǎo)通模式下工作，輸出電流和電感峰值電流之間的關(guān)系很簡(jiǎn)單：

因?yàn)槭褂孟嗤碾姼校ㄔ韴D中為L(zhǎng)3）進(jìn)行充電和放電能量，δ1和δ2之間存在直接依賴(lài)關(guān)系，LED正向電壓和輸入電壓：

圖3：典型降壓應(yīng)用。

備注：

在圖2中，LED組件連接在L3上方。這是為了防止LED具有等于漏極電壓的電壓變化。由于LED組件尺寸較大，具有延長(zhǎng)的導(dǎo)線和散熱器，因此它與周?chē)h(huán)境具有相當(dāng)大的電容耦合。這種電容耦合會(huì)對(duì)效率和EMC產(chǎn)生破壞性影響。

電感尺寸測(cè)量

由于行程時(shí)間之和與轉(zhuǎn)換器頻率之間存在直接關(guān)系，因此當(dāng)轉(zhuǎn)換器頻率為選擇：

示例：f = 100kHz，Iled = 700mA，VI = 200V，VO = 100V.Ipeak = 1.4A，δ1= 50％，L3 =357μH。 t1 =5μs，t2 =5μs

和：f = 100kHz，Iled = 700mA，VI = 200V，VO = 10V。 Ipeak = 1.4A，δ1= 5％，δ2= 95％，L3 =67.8μH，t1 =0.5μs，t2 =9.5μs。

谷值檢測(cè)

下一個(gè)轉(zhuǎn)換器周期可以在t2結(jié)束后立即開(kāi)始轉(zhuǎn)換器電流已達(dá)到零，但在這樣做時(shí)，開(kāi)關(guān)將再次接通，并在其上施加相當(dāng)大的電壓。電源和開(kāi)關(guān)上有一定量的電容，由幾個(gè)元件組成：

電感的并聯(lián)電容

自由輪的反向充電二極管

開(kāi)關(guān)的漏極 - 柵極電容。

當(dāng)放電此電容時(shí)，存儲(chǔ)的能量在開(kāi)關(guān)中消散：

示例：f = 100 kHz，Vsw = 200 V，Cp = 100 pF。 Psw = 200 mW。

因此，開(kāi)關(guān)會(huì)升溫，效率會(huì)下降。為了克服這個(gè)問(wèn)題，我們建立了一個(gè)NXP轉(zhuǎn)換器獨(dú)有的功能。此功能稱(chēng)為谷檢測(cè)。這是一種特殊電路，可以檢測(cè)開(kāi)關(guān)漏極電壓何時(shí)達(dá)到最低值。然后開(kāi)始下一個(gè)循環(huán)。因此，開(kāi)關(guān)損耗可能會(huì)顯著降低。但是，還有另一個(gè)影響。引入時(shí)間（t3），其中電感器中幾乎沒(méi)有電流流動(dòng)。此時(shí)間將持續(xù)共振頻率的一半時(shí)間：

示例：Lp = L3 =357μH，Cp = 100 pF，tvalley =0.594μs。

最有效，必須滿(mǎn)足兩個(gè)條件：

激勵(lì)電壓（= VO）必須接近輸入電壓的一半。

LpCp組合必須處于衰減狀態(tài)。

Rser = LpCp電路內(nèi)的串聯(lián)阻尼電阻，由線圈電阻和磁損耗組成。例如：VI = 200 V，VO = 100 V = 0.5VI，OK。 Rser = 1，Cp = 100pF，L3 =357μH。 -1.43 x 10 ^ - 13 《《 0. OK。

圖4：谷檢測(cè)波形。但是，為了達(dá)到相同的LED電流，峰值必須可以調(diào)整，這反過(guò)來(lái)會(huì)改變轉(zhuǎn)換器的頻率。朝向輸出的平均電流由公式9，公式10，公式11和公式12給出：

將公式9，公式10，公式11和公式12組合成公式13：

當(dāng)寫(xiě)出時(shí)，這給出了公式14：

這個(gè)二階函數(shù)可以用ABC公式求解：

例如：φ= 1，a = 0.714×10 -3 ; b = -1×10 -3 ，c = -83.1×10 -6 ，Ipeak = 1.48 A，t1 =5.28μs，t2 =5.28μs，t3 = 0.594 μs，f‘= 89.6 kHz。

峰值電流限制

在示例原理圖中，電阻R5限制峰值電流。當(dāng)此電阻上的電壓電平達(dá)到閾值時(shí)，周期將停止，開(kāi)關(guān)將停止導(dǎo)通。該閾值可用于控制峰值電流。使用峰值電流控制，LED電流是BCM模式下峰值電流的一半。此外，此檢測(cè)的容差與LED電流的容差成比例。如果我們調(diào)用閾值電平Vocp，則可以使用公式19：

示例：Ipeak = 1.48 A，Vocp = 0.52 V，R5 =0.35Ω

紋波電流計(jì)算《 br》組件C5過(guò)濾通過(guò)LED的電流，因此該電流將接近通過(guò)電感器的平均電流。剩余的改變稱(chēng)為紋波，可以表示為所示平均電流的百分比。如果電流波形是對(duì)稱(chēng)的，這將是降壓轉(zhuǎn)換器的情況，平均值將是最大和最小電流之和的一半。下一個(gè)公式給出了紋波電流的近似結(jié)果：

在上面的公式中，Rdyn是LED串在額定平均電流下的差分電阻。通過(guò)獲取相應(yīng)LED的UI圖的正切來(lái)導(dǎo)出該值。這不是工作時(shí)電壓和電流之間的分配。

示例：10個(gè)LED串聯(lián)使用，電流為100 mA。每個(gè)LED的動(dòng)態(tài)電阻為1Ω，因此總動(dòng)態(tài)電阻為10Ω。在5％的紋波和100 kHz的頻率下，C5將為3.18μF。

或者：在1A處使用一個(gè)LED。它的動(dòng)態(tài)電阻為0.1Ω。在1％的紋波和100 kHz的頻率下，C5將為1.6 mF。

此公式中計(jì)算的值旨在過(guò)濾由轉(zhuǎn)換器操作引起的紋波電流。該值不用于過(guò)濾由于輸入電壓波動(dòng)引起的電流變化。通常，輸入電壓紋波，特別是在對(duì)50 Hz至60 Hz電源電壓進(jìn)行整流和緩沖時(shí)，其幅度不允許線性近似，如前面的公式中所使用的那樣。對(duì)于電源緩沖計(jì)算，使用公式21：

其中：Ptot =引腳+ IC損耗。

電感設(shè)計(jì)參數(shù)

在降壓轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中，主電感L3質(zhì)量的重要性經(jīng)常被低估。為了實(shí)現(xiàn)高效解決方案，不僅電感值，而且歐姆損耗，飽和電流，接近損耗，磁芯損耗，寄生電容和雜散磁場(chǎng)都很重要。不了解功能并實(shí)現(xiàn)優(yōu)化組件將導(dǎo)致性能低下或不切實(shí)際的設(shè)計(jì)。接下來(lái)的幾節(jié)給出了一些指導(dǎo)。

圖5：谷檢測(cè)波形。

對(duì)于核心材料，每個(gè)制造商都有另一個(gè)代碼。對(duì)于50 kHz和200 kHz之間的應(yīng)用，建議使用3F3（Ferroxcube），N87（Epcos）或TP4（TDG）。選擇在工作溫度下具有最佳損耗的材料。不適合轉(zhuǎn)換器有效頻率的磁芯材料會(huì)產(chǎn)生很高的磁芯損耗。

AspectPot Core; RM CoreDouble slab coreE coreEc; ETD CoresPQ CoreEP CoreToroidcore costshighhighlowmediumhighmediumvery lowbobbin costslowlowlowmediumhighhighnonewinding costslowlowlowlowlowlowhighwinding flexibilitygoodgoodexcellentexcellentgoodgoodfairassemblysimplesimplesimplemediumsimplesimplenonemouting flexibilitygoodgoodgoodfairfairgoodgoodheat dissipationpoorgoodexcellentgoodgoodpoorgoodshieldingexcellentgoodpoorpoorfairexcellentgood結(jié)果，表2：鐵氧體磁芯比較幾何考慮結(jié)果，核心類(lèi)型的選擇結(jié)果，核心幾何取決于幾個(gè)因素，例如成本，靈活性，屏蔽和利用系數(shù)。芯可以具有內(nèi)芯，其形成圓形或方形卷繞形狀。雜散電感可隨芯形而變化。磁芯尺寸由電感器中的最大存儲(chǔ)能量以及所需的氣隙決定。具有大氣隙的核心可以比具有小氣隙的核心存儲(chǔ)更多能量。實(shí)際上，對(duì)于不連續(xù)模式轉(zhuǎn)換器，當(dāng)磁芯損耗和繞組損耗（接近和皮膚損耗）平衡時(shí)，可以達(dá)到最佳設(shè)計(jì)。必須在高可存儲(chǔ)能量水平，低漏電感和電感的小容差之間進(jìn)行折衷。使用公式22，可以計(jì)算存儲(chǔ)在電感中的最大能量。

示例：核心類(lèi)型：L3 =357μH，Ip = 1.48 A. E = 0.39 x 10 -3 J.

表3顯示了可應(yīng)用的RM核心類(lèi)型：

Core typeMaterialAg（μM）Ue（N/A2）Le（mm）Al（nH）Ae（mm2）RM43H3-A10016015420.910011.0RM4/I3F3-A16011021528.316013.8RM53H3-A25011020121.225021.2RM5/I3F3-A25013018623.125024.8RM6S3H3-A31512022126。 831531.4RM7/I3F3-A25024013530.025044.1RM83H3-A6309034235.663052.0RM10/I3H3-A100011036744.6100096.6

表3：磁芯選擇器

計(jì)算繞組

磁芯通常在磁芯材料的數(shù)據(jù)表中指定。它涉及所選核心上單圈的歸納值。使用此圖并了解電感，繞組數(shù)的計(jì)算非常簡(jiǎn)單，如公式23所示：

示例：磁芯類(lèi)型：RM8 3H3-A630，Al = 630 nH，L3 =357μH，N = 24

通過(guò)將計(jì)算值四舍五入到其最接近的整數(shù)，可以獲得Np的實(shí)際值。作為雙重檢查，最大磁場(chǎng)B場(chǎng)由磁性材料確定。還要注意，運(yùn)行期間達(dá)到的B場(chǎng)峰值對(duì)核心損失有很大影響。我們不會(huì)進(jìn)一步討論這些損失，但根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，磁性材料中的B場(chǎng)應(yīng)保持低于材料的指定Bmax?？梢允褂玫仁?4估計(jì)B場(chǎng)：

示例：核心類(lèi)型RM8 3H3-A630。 N = 24，Ip = 1.48，ue = 342，le = 35.6，Bmax = 342 x 24 x 1.48/35.6 = 338 mT。

輔助繞組數(shù)

輔助繞組可用于兩個(gè)目的。首先，它可以感應(yīng)電感器的退磁，其次，它可以產(chǎn)生所需的電壓來(lái)為控制器供電。如果僅產(chǎn)生用于去磁的繞組，則電壓可以比使用繞組產(chǎn)生Vcc時(shí)小得多。這會(huì)影響繞組比。對(duì)于退磁檢測(cè)，負(fù)電壓和正電壓都應(yīng)大于閾值電平。對(duì)于使用單個(gè)二極管整流器的Vcc生成，最有效的是取δ1和δ2的最長(zhǎng)時(shí)間并相應(yīng)地確定繞組的尺寸。對(duì)于區(qū)間δ2，公式25適用：

示例：在Vo（min）= 100 V時(shí)，Nl3 = 24，Vaux = 14 V.Naux = 3.36舍入到4.

請(qǐng)注意，輔助繞組上的電壓應(yīng)始終高于IC所要求的最小Vcc電壓。電感和整流二極管之間存在電壓損失，并且由于放電，Vcc上存在紋波。必須考慮所有這些因素。輔助繞組上的電壓與轉(zhuǎn)換器輸出電壓之間存在直接關(guān)系。輸出電壓取決于所連LED的正向電壓之和，因此應(yīng)將最小Vf作為檢查輔助繞組上是否有足夠電壓的起點(diǎn)。

選擇導(dǎo)線直徑

導(dǎo)線直徑選擇是可用繞組面積，歐姆損耗，接近損耗和皮膚損耗之間的權(quán)衡。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，當(dāng)在200 kHz以下的工作頻率下使用直徑小于0.6 mm的電線時(shí)，皮膚損失可以忽略不計(jì)。直徑大于0.6 mm時(shí)，建議使用Litze線或多股線。可以使用公式26計(jì)算趨膚深度：

其中：uo = 0.4×pi×10 -6 ，ρ=電阻率= 17 X 10 -9 （銅）。 Ur（銅）= 1.

示例：在100 kHz正弦電流下，使用銅線，趨膚深度為0.21 mm。

有效頻率與轉(zhuǎn)換器頻率不對(duì)應(yīng)，而是與所應(yīng)用的諧波對(duì)應(yīng)波形。對(duì)于三角波電流，可以使用傅里葉分析來(lái)減去波形的幅度和頻率。系數(shù)的幅度取決于δ1和δ2之間的比率，如表4所示。

Ratio1st2nd3rd4thththththththth.050.3340.1650.1080.0780.600.0480.0390.20.3720.1510.0670.02300.0100.0030.50.40500.04500.01600.008

表4：諧波幅度系數(shù)。

更高的轉(zhuǎn)換器比率還將提供更高的次諧波，以及變壓器中增加的磁芯和接近損耗。必須對(duì)這些諧波進(jìn)行濾波才能符合EMC要求，因此需要更多或更好的輸入和輸出濾波。歐姆損耗取決于導(dǎo)線中的峰值電流?？梢酝ㄟ^(guò)簡(jiǎn)單地計(jì)算導(dǎo)線電阻和計(jì)算導(dǎo)線中的平均功耗來(lái)估算它們。作為近似值，電流密度應(yīng)在300至500CM（圓形磨）/安培之間。表5顯示了相對(duì)于電流的導(dǎo)線尺寸：

Dia（mm）最近的AWGArea（mm2）面積（cm）DC Res。歐姆/典型電流（安培）0.1380.008152.1950.040.2320.031620.5490.150.25300.049970.3510.240.315280.0781540.2210.380.355270.0991950.1740.490.4260.1262480.1370.620.56230.2464860.0701.220.71210.3967810.0441.9516 x 0.2-0.5039920.0342.4837 x 0.2-1.16222940 .0155.7361 x 0.2-1.91637820.0099.45

表5：電線選擇表。

Vcc生成尺寸

當(dāng)輔助繞組也用于Vcc生成時(shí)，應(yīng)考慮以下幾個(gè)方面：

啟動(dòng)時(shí)，轉(zhuǎn)換器不工作，因此輔助繞組中不會(huì)產(chǎn)生電壓。應(yīng)始終存在啟動(dòng)電路，在前幾個(gè)周期內(nèi)為Vcc提供足夠的電流。

輔助繞組上的電壓取決于輸出電壓，因此應(yīng)該使用最壞情況來(lái)計(jì)算是否滿(mǎn)足最小功率要求，以及耗散和電流值是否在限制范圍內(nèi)。

電壓僅在循環(huán)的一部分期間出現(xiàn)。流向IC的Vcc的平均電流應(yīng)足以驅(qū)動(dòng)IC。因此，流過(guò)的峰值電流應(yīng)該高于所需的平均電流。

實(shí)施例1：在Vaux = 14V，Icc = 2mA，12V，δ2= 46％。 V（R12）= 14-12- 0.7 = 1.3V，I（R12）= 2mA/0.46 = 4.34mA。 R12 = 1.3V/4.34mA =299Ω。向下舍入給出270Ω。 P（R12）= I 2 x Rxδ2= 2.4mW。實(shí)施例2：在Vaux = 18V，Icc = 2mA，12V，δ2= 4％。 （R12）= 18-12- 0.7 = 5.3V.I（R12）= 2mA/0.04 = 50mA。 R12 = 5.3V/50 mA =106Ω。向下舍入給出100Ω。 P（R12）= 10 mW。

如果電路是可調(diào)光的，則必須在最壞情況下重新計(jì)算。一些IC如SSL1523和SSL2101具有內(nèi)部HV生成。如果有足夠的漏極電壓，IC可以提供自己的電源。請(qǐng)注意，較小的電流間隔和較大的容差會(huì)導(dǎo)致該電路的尺寸過(guò)大。它在串聯(lián)電阻（R12），二極管（D4）和電感中產(chǎn)生更多損耗。裕量可能是必要的，以防止Vcc過(guò)電壓的額外保護(hù)。為此目的，齊納二極管（D6）包含在電路中。

圖6：Vcc生成電路。

緩沖電容C6計(jì)算

當(dāng)生成Vcc時(shí)，必須緩沖輸入電流，以便提供連續(xù)和穩(wěn)定的電壓。 C6上的電壓降應(yīng)使Vcc不低于最小電壓。公式27可應(yīng)用于此最小電容值：

示例：在ΔV= 1.3 V時(shí)，Icc = 2 mA，Δt=6μs，C6將至少為9.23 nF。

在實(shí)踐中，選擇C6的值要高得多以降低噪聲和與周?chē)h(huán)境的電容耦合。 1μF和4.7μF之間是常見(jiàn)值。

退磁檢測(cè)尺寸在幾個(gè)恩智浦IC上，有一個(gè)退磁檢測(cè)功能。這通常使用具有特定最小和最大閾值電壓的引腳。對(duì)于NXP系列LED驅(qū)動(dòng)器，此電平設(shè)置為+100 mV和-100 mV。還有一個(gè)負(fù)鉗位和正鉗位二極管，其閾值約為0.5 V.這些鉗位二極管可以具有最大電流水平Idemag（max）。使用輔助繞組時(shí)，電流應(yīng)限制在達(dá)到閾值電壓且不超過(guò)最大電流的水平。例如：Vaux = 14 V，100μA -6 =140KΩ。

請(qǐng)注意，退磁檢測(cè)取決于相位。繞組方向應(yīng)與主電感相反，以便在低谷開(kāi)始下一個(gè)周期。反轉(zhuǎn)繞組將導(dǎo)致頂部檢測(cè)切換。

功率計(jì)算

降壓轉(zhuǎn)換器的最終效率是設(shè)計(jì)的關(guān)鍵規(guī)格之一。需要考慮的一點(diǎn)是效率總是相對(duì)的。降壓轉(zhuǎn)換器的部分損耗，如IC Vcc產(chǎn)生，是固定的，取決于IC。由于固定損耗，效率往往隨著輸出功率的降低而下降?？勺儞p失由許多因素組成，這些因素將在下一節(jié)中討論。這些部分中的公式將使設(shè)計(jì)人員深入了解確定每個(gè)元件損耗的參數(shù)。

電阻開(kāi)關(guān)耗散除了公式7的容性損耗外，開(kāi)關(guān)中還存在歐姆損耗。決定這些損耗的主要參數(shù)是開(kāi)關(guān)的電阻，表示為MOSFET開(kāi)關(guān)的RDSon和峰值電流。存在瞬時(shí)峰值耗散和平均耗散：

在t1期間，總耗散將如公式29所示：

并且在整個(gè)時(shí)間段內(nèi)，平均歐姆開(kāi)關(guān)耗散將如公式30所示：

示例：f = 89.6 kHz，RDSon = 2.2 Ipeak = 1.48 A，t1 =5.28μs。 P = 0.76 W.

備注：這些損耗的大小主要取決于開(kāi)關(guān)的峰值電流和RDSon。

電容開(kāi)關(guān)耗散

電容開(kāi)關(guān)損耗已經(jīng)討論過(guò)了。重要的是要注意，這些損耗與峰值電流無(wú)關(guān)，因此也與LED電流無(wú)關(guān)。通過(guò)使用谷值檢測(cè)和輸入電壓為輸入電壓的一半，可以避免這些容性開(kāi)關(guān)損耗。

如果沒(méi)有此選項(xiàng)，開(kāi)關(guān)尺寸之間的平衡會(huì)導(dǎo)致較低的RDSon損耗和電容開(kāi)關(guān)損耗。較大的開(kāi)關(guān)將具有較低的RDSon，但具有較高的漏極電容。在這種情況下，必須選擇最佳值：

對(duì)于下一個(gè)示例，Ipeak = 1.48 A，t1 =5.28μs，Vsw1 = 100 V，f = 89.6 kHz。

示例1：Iδ= 1.5 A ，RDSon = 5.5，C = 300pF，PRDSon = 1.9W，Pcsw = 0.13W，Ptot = 2.03W

實(shí)施例2：Ιδ= 3.5A，RDSon = 2.2，C = 550pF，PRDSon = 0.76W，Pcsw = 0.24 W，Ptot = 1 W

例3：Iδ= 13 A，RDSon = 0.42，C = 3.1 nF，PRDSon = 0.14 W，Pcsw = 1.39 W，Ptot = 1.53 W

備注：來(lái)自三上面的例子，例2具有最佳性能。

開(kāi)關(guān)損耗除電容損耗外，還存在由于電流硬切換而發(fā)生的損耗。開(kāi)關(guān)關(guān)閉時(shí)會(huì)發(fā)生這種情況。 IC和MOSFET的數(shù)據(jù)手冊(cè)規(guī)定了FET閉合的開(kāi)關(guān)斜率。在此期間，電流和電壓重疊，并且這種重疊導(dǎo)致耗散。假設(shè)電流下降并且電壓上升在固定時(shí)間“T”內(nèi)是線性的，則可以計(jì)算耗散：

圖7：開(kāi)關(guān)損耗圖。

示例：T = 100 nS，Io = 1.5 A，UT = 200 V，f = 88 kHz。 Peff = 0.44 W.

此耗散隨切換時(shí)間而增加。當(dāng)使用谷值檢測(cè)時(shí)，這些損耗在接通時(shí)會(huì)降低，并且在關(guān)斷時(shí)仍然存在。

續(xù)流二極管損耗

續(xù)流二極管有兩種損耗機(jī)制：正向損耗和反向電荷損耗?？梢允褂脮r(shí)間與公式37和公式38中給出的電流和電壓降來(lái)估算正向或?qū)щ姄p耗。

示例：f = 89.6 kHz，Iled = 0.7 A，t2 = 5.28μs，Vf = 0.7 V，VI = 200 V，Crev = 10 pF。

Pf = 230 mW，Prev = 18 mW。

使用肖特基二極管可以降低二極管的正向電壓，但這些反向電壓高于100 V時(shí)，通常很難獲得二極管。另外，應(yīng)注意不要超大二極管，因?yàn)檫@不會(huì)明顯降低正向損耗，但反向電荷通常與二極管的最大電流直接相關(guān)。 。

電感器損耗

電感器有幾種損耗機(jī)制。這些損耗的計(jì)算非常復(fù)雜，并且關(guān)于這些損耗對(duì)總電感器損耗的貢獻(xiàn)方式存在很多爭(zhēng)議。本節(jié)將簡(jiǎn)單說(shuō)明電感器內(nèi)的許多損耗機(jī)制。

歐姆損耗

電線長(zhǎng)度和厚度的組合會(huì)導(dǎo)致歐姆損耗。電阻和損耗的計(jì)算可以從公式39和公式40得出：

示例：導(dǎo)線長(zhǎng)度1m，直徑0.56 mm。 ρCu= 17.2×10 -9 。 A =π×R 2 = 0.246×10 -6 。 Rdc =70mΩ。 Ip = 1.48 A. Pdc = 51 mW。

接近損耗

對(duì)于接近損耗，完整計(jì)算超出了本文的范圍。然而，應(yīng)該清楚的是，它們與趨膚深度和繞組數(shù)量密切相關(guān)（見(jiàn)圖8）。

太多的半徑接近或低于皮膚深度的電線層應(yīng)該要避免。通常，接近損耗計(jì)算為直流線電阻的一個(gè)因素：Rac = n x Rdc。

保持低電阻損耗有助于降低接近損耗。這是CCM模式電感器的另一個(gè)缺點(diǎn)。為了獲得更高的電感，需要更多的繞組，從而增加直流和交流電阻并抵消較低的磁芯損耗。

磁芯損耗

磁性材料的磁芯損耗由磁化曲線和頻率決定。在每個(gè)轉(zhuǎn)換器周期，芯材料中的磁場(chǎng)由磁通密度激發(fā)，產(chǎn)生與飽和水平和滯后高度非線性的曲線。由特定頻率的B場(chǎng)強(qiáng)度變化所包圍的表面積決定了損耗。更大的核心，更高的B場(chǎng)和更高的頻率會(huì)增加這些損失。核心材料數(shù)據(jù)表顯示給定頻率下每單位體積的損失（見(jiàn)圖9）。

圖8：接近損耗圖。

《 br》圖9：BH曲線磁性材料。

計(jì)算磁芯損耗的簡(jiǎn)單經(jīng)驗(yàn)公式稱(chēng)為Steinmetz方程，如公式41所示：

Kh和α取決于核心材料。通過(guò)包括方程波形的諧波可以改善該公式，如公式42所示：

在公式42中，D是占空比，Bmax是峰值磁通密度，“f”是基本頻率，Vcore是核心容量。我們可以看到更高的頻率，更高的磁通密度，更小的占空比和更大的體積都會(huì)增加磁芯損耗。更大的核心可能并不總能減少核心損失;如果B場(chǎng)已經(jīng)很低，則由于磁通密度降低，體積的增加將抵消較低的損耗。例如：占空比為50％時(shí)，Kh = 0.05，f = 80（kHz），α= 1.8，Bmax = 100 mT，β= 3，Vcore = 2.4 cm3，損耗為0.05 x（160） 1.84 x（0.1） 3 x 3.58 x 2.4 《 sup》 -6 = 1.36 W.

檢測(cè)電阻損耗

對(duì)于檢測(cè)電阻損耗，可以應(yīng)用公式30。 RDSon替換為檢測(cè)電阻值。

示例：Ipeak = 1.48 A，Rsense = 0.5/1.49 =0.33Ω，Psense = 80 mW。

圖10：降壓轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)總損耗

當(dāng)進(jìn)行降壓功率計(jì)算時(shí)，考慮每個(gè)單獨(dú)損耗對(duì)總轉(zhuǎn)換器效率的影響至關(guān)重要。為了說(shuō)明這個(gè)方面，我們將采用具有設(shè)定電流，200 V輸入電壓的單個(gè)驅(qū)動(dòng)器，并且我們將逐步改變輸出電壓。輸入和輸出電壓之間的關(guān)系作為比率繪制在X軸上。將計(jì)算每種損耗機(jī)制，并繪制所得到的驅(qū)動(dòng)器效率。

如圖10所示，轉(zhuǎn)換器效率開(kāi)始以較低的比率下降。這不是由損失的過(guò)度增加引起的，而是由有用輸出功率的相對(duì)減少引起的。一些損耗，如磁芯損耗和開(kāi)關(guān)中的歐姆損耗，都會(huì)降低。續(xù)流二極管的正向損耗，容性開(kāi)關(guān)損耗和硬開(kāi)關(guān)引起的損耗都有所增加。這是有道理的，因?yàn)槔m(xù)流二極管的導(dǎo)通時(shí)間t2很大，并且開(kāi)關(guān)上的電壓降也很大。可以看出，非常低的電阻開(kāi)關(guān)在大比率下會(huì)更有幫助，例如占50％至90％。低開(kāi)關(guān)電容，續(xù)流二極管的低正向電壓和快速切換在較小的比率下更有效，例如5％到20％。

電流容差和穩(wěn)定性

電流容差

本質(zhì)上，只有兩個(gè)主要元件決定電流容差：檢測(cè)電壓的擴(kuò)展和容差檢測(cè)電阻。這可以從等式43得出：

示例：Vocp（min）= 0.48V.Vocp（avg）= 0.50Vocp（max）= 0.52V .Vocp =±4％。 ΔR6=±1％。 ΔIled=±5％。

Cp和Lp隨谷值檢測(cè)的變化可能會(huì)產(chǎn)生一些影響，但實(shí)際上受影響的時(shí)間遠(yuǎn)小于總循環(huán)時(shí)間。

例如：ΔLp= 10％ 。 δ3/T = 0.052。 ΔIled= 0.5xΔLpx0.05 = 0.25％。

圖11：降壓轉(zhuǎn)換器損耗。

電流穩(wěn)定性

對(duì)于采用峰值電流控制的降壓，穩(wěn)定性為很少有問(wèn)題。因?yàn)殡娏魇敲總€(gè)周期控制的，所以它本質(zhì)上是穩(wěn)定的。如果使用其他穩(wěn)定電流的方法，例如電流鏡檢測(cè)，精度可能會(huì)增加，但必須計(jì)算環(huán)路響應(yīng)。確定峰值電流控制響應(yīng)的主要因素是輸出電容C5。它必須充電和放電。在接通時(shí)，在任何電流流過(guò)LED并產(chǎn)生光之前，放電電容必須首先達(dá)到工作電壓。此時(shí)間等于公式21的充電時(shí)間。

示例：在ΔV= 100 V，I = 700 mA，C6 =3.3μF時(shí)，Δt將至少為471μs。

關(guān)閉時(shí)，LED的二極管特性將發(fā)揮作用。而不是突然下降，將從標(biāo)稱(chēng)電流開(kāi)始呈指數(shù)下降的電流。 LED電流將慢慢褪色，直至看不到為止。實(shí)際上，這可能需要幾秒鐘。由于LED與續(xù)流二極管一起放置在自整流回路中，因此漏極側(cè)的任何電容耦合或環(huán)路與AC電源的電感耦合將引起通過(guò)LED的電流。甚至可以看到例如100μA的小電流。如果連接到相位的大型未接地物體（如散熱器）靠近LED，則可能會(huì)發(fā)生這種情況