在高頻率下切換高輸入電壓降壓DC/DC轉(zhuǎn)換器的利弊分析

為了減小輸出電容和電感的尺寸以節(jié)省印刷電路板（PCB）空間，越來越多的高輸入電壓DC/DC轉(zhuǎn)換器在更高的開關(guān)頻率下工作。然而，隨著輸出電壓降至5V和更低，設(shè)計更快的開關(guān)高輸入電壓降壓DC/DC轉(zhuǎn)換器由于幾個原因變得越來越困難。其中的關(guān)鍵是較低的工作周期。因此，工作頻率超過1 MHz的轉(zhuǎn)換器會以更多的方式影響電源系統(tǒng)，而不僅僅是其尺寸和效率。因此，在設(shè)計具有高輸入和低輸出電壓的高開關(guān)頻率DC/DC轉(zhuǎn)換器時存在折衷。本文探討了一些設(shè)計實例，這些實例證明了在較高頻率下切換高輸入電壓降壓DC/DC轉(zhuǎn)換器的好處和缺陷。

為了解釋這些權(quán)衡，德州儀器工程師建造了三個獨立的電源，每個電源的開關(guān)頻率分別為100，300和750 kHz。如應(yīng)用筆記“設(shè)計高頻，高輸入電壓DC/DC轉(zhuǎn)換器的挑戰(zhàn)”所述，1所有三個DC/DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計的輸入電壓為48 V，而輸出電壓為5 V，輸出電流為1A。根據(jù)設(shè)計人員的說法，這種降壓轉(zhuǎn)換器通常用于為5 V邏輯USB供電或作為中間總線轉(zhuǎn)換器來驅(qū)動電路板上的其他負載點（POL）穩(wěn)壓器。

在構(gòu)建耗材之前，工程師建立了一些設(shè)計約束。例如，可接受的紋波電壓設(shè)置為輸出電壓的1％，在這種情況下達到50 mV。此外，所選擇的峰峰值電感電流為0.5 A.每種設(shè)計均基于圖1中的電路，采用TI的TPS54160，2.5 MHz，60 V，1.5 A降壓DC/DC轉(zhuǎn)換器，集成MOSFET。

圖1：基于TPS54160的高頻高輸入電壓降壓轉(zhuǎn)換器用作評估設(shè)計性能的參考電路在三個不同的頻率。

選擇濾波器組件

以下公式用于計算每個設(shè)計實例的輸出電感器和電容器的值。

對于電感，V = L×di/dt

上述公式進一步重組為：

其中占空比D = VOUT/VIN = 5-V/48-V = 0.104，ΔI= 0.5峰 - 峰值，fs是開關(guān)頻率，VDiode是所用二極管的正向壓降。

類似地，對于電容器，

I = C×dv/dt

重新組合上述等式，C給出為

其中ΔI= 0.5 A峰值 - 到峰值，ΔV= 50 mV，fs是開關(guān)頻率。

在根據(jù)公式2b選擇這些設(shè)計的電容器時，工程師認為所選的電容器具有可忽略的等效串聯(lián)電阻（ESR），這對陶瓷電容器來說是正確的。因此，由于它們的低電阻和小尺寸，所有三種設(shè)計都選擇了陶瓷電容器，如應(yīng)用說明中所述。此外，TI建議等式2b的分子中的乘法器2考慮與DC偏置相關(guān)的電容降。通常，大多數(shù)陶瓷電容器的數(shù)據(jù)表中都沒有考慮到這種影響，TI的設(shè)計人員也是如此。

使用圖1中的參考電路，設(shè)計人員評估了三種不同解決方案的性能，每種解決方案的工作頻率分別為100，300和750 kHz?；谑褂玫仁?a至2b的計算選擇的輸出濾波器組件L1和C2的值與組件大小一起列于表1中。由于誤差放大器的補償元件是單獨計算的，因此不在本討論中介紹。

開關(guān)頻率（kHz）電容C2（μF/尺寸）電容器面積（mm2）電感器L1（μH）電感器面積（mm2）總計面積（mm2）100 47/1206 18.9 100 150 420 300 10/0805 11.5 33 43.5 192 750 4.7/0603 6.5 15 43.5 182

表1：輸出濾波器元件L1和C2的值，開關(guān)頻率為100，300，和750 kHz。

優(yōu)點和缺陷

最小輸出電壓取決于DC/DC轉(zhuǎn)換器IC的最小導(dǎo)通時間和占空比（輸出電壓與輸入電壓之比），因此可以輕松計算。最小占空比通過將最小導(dǎo)通時間乘以開關(guān)頻率來計算（表2）。一旦知道了最小占空比，就可以通過將VIN乘以最小占空比來計算可達到的最低輸出電壓，如表2所示?？梢钥闯觯畹洼敵鲭妷阂彩艿睫D(zhuǎn)換器參考電壓的限制，對于TPS54160，開關(guān)頻率為0.8 V.

開關(guān)頻率最小占空比最小VOUT為48 VIN（V）100 kHz 0.013 0.8（VREF）300 kHz 0.039 1.87 750 kHz 0.098 4.7 1 MHz 0.13 6

表2：最小輸出電壓基于130 ns最小導(dǎo)通時間，分別為100 kHz，300 kHz，750 kHz和1 MHz的開關(guān)頻率。

表2表明設(shè)計人員根本無法切換到更高頻率以減小組件的尺寸。例如，該表顯示在1 MHz開關(guān)和130 ns導(dǎo)通時間時，最低可能輸出電壓限制為6 V.低于6 V意味著跳過脈沖，這會導(dǎo)致更高的紋波電壓和噪聲。實際上，限流電路可能無法正常工作，因為轉(zhuǎn)換器IC可能無法響應(yīng)大電流尖峰。因此，表2表明，對于5 V輸出，可與TPS54160一起使用的最高頻率為750 kHz。在選擇更高的開關(guān)頻率之前，TI設(shè)計人員建議檢查DC/DC轉(zhuǎn)換器IC的數(shù)據(jù)表，以確保最小可控導(dǎo)通時間。

由于效率和功耗是DC/DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計的重要方面，并且它們?nèi)Q于開關(guān)頻率，功率MOSFET和輸出電感，因此TI工程師仔細檢查了這些功能和相關(guān)組件。他們發(fā)現(xiàn)，與功率轉(zhuǎn)換效率相關(guān)的總功耗來自MOSFET驅(qū)動，開關(guān)和電感器損耗。 FET導(dǎo)通電阻和IC損耗是一致的，因為在所有三種設(shè)計中使用相同的IC和MOSFET。由于在每種設(shè)計中都選擇了具有低ESR的陶瓷電容器，因此認為電容器損耗可以忽略不計。

圖2中繪制了在三個不同頻率下切換的參考轉(zhuǎn)換器電路的測量效率性能。但是，此情況下的輸入電壓為5 V.該圖表明降壓轉(zhuǎn)換器效率隨著開關(guān)頻率的增加而降低。/p》

圖2：測得的性能表明，對于相同的輸入輸出電壓比，開關(guān)頻率增加時，降壓轉(zhuǎn)換器的效率會降低。

應(yīng)該注意的是，當(dāng)輸入電壓較高時，這些效率數(shù)字會進一步下降，尤其是48 V，因為階躍比現(xiàn)在變得更高，導(dǎo)致更高開關(guān)頻率下的更多損耗。為了提高所需高頻率下的效率性能，TI建議使用具有極低漏極 - 源極導(dǎo)通電阻，低柵極電荷以及滿載時低靜態(tài)電流規(guī)格的功率MOSFET。此外，利用具有較低ESR的電容器和電感器有助于進一步減少損耗并提高效率。

表1中的數(shù)據(jù)反映了電容和電感尺寸與頻率的關(guān)系。雖然100 kHz和750 kHz設(shè)計之間的總面積可節(jié)省近250 mm2，但濾波器尺寸減小50％，電路板空間減少55％，必須采用遞減收益定律。簡而言之，頻率越高并不意味著電感器尺寸會相應(yīng)下降。如該表所示，300 kHz和750 kHz的電感占據(jù)相同的面積。

另一個性能參數(shù)是瞬態(tài)響應(yīng)。基于開關(guān)頻率，TI工程師已將表3中參考轉(zhuǎn)換器電路的實際瞬態(tài)響應(yīng)制成表格.TI指出，設(shè)計人員必須確保功率IC的誤差放大器具有足夠的帶寬以支持高交叉頻率。對于TPS54160，誤差放大器的單位增益帶寬通常為2.7 MHz。表3顯示瞬態(tài)響應(yīng)在較高頻率下更好，電壓過沖也較低。

開關(guān)頻率（kHz）交叉頻率（kHz）相位裕度響應(yīng)時間（μs）電壓峰值（mV）100 10 60°1000 350 300 30 60°300 300 750 60 50°150 240

表3：對于參考轉(zhuǎn)換器電路，瞬態(tài)響應(yīng)在更高的開關(guān)頻率下更好，并且電壓過沖更低。

最后，TI工程師檢查了抖動噪聲，這似乎是高轉(zhuǎn)換率和更高開關(guān)頻率的問題。當(dāng)占空比很小時，抖動噪聲成為開關(guān)脈沖的較大百分比。

總之，設(shè)計高頻開關(guān)轉(zhuǎn)換器需要權(quán)衡利弊。雖然在尺寸，瞬態(tài)響應(yīng)，電壓過沖和欠射等方面存在一些優(yōu)勢，但是缺陷是效率降低和功耗增加，這需要PCB上的散熱片或更多的銅。此外，抖動噪聲也會隨著頻率而增加。