處理高速差分信號(hào)使用交流耦合的問題解決

我們?cè)谔幚砀咚俨罘?a target="_blank">信號(hào)的時(shí)候，經(jīng)常使用交流耦合，也會(huì)使用直流耦合， 比如PCI Express我們看到的是交流耦合， 早期光模塊和芯片之間的LVPECL則更多地使用直流耦合， 這篇文章我們不打算討論什么情況下使用交流耦合，什么情況下使用直流耦合，我們要討論的是使用交流耦合時(shí)需要解決的問題。

很簡單的一個(gè)問題，交流耦合的電容需要選擇多大？我們最常見的有0.1uF和0.01uF,可是我們有想過為什么嗎？為什么不選更大或者更小的？今天我們?cè)噲D來用最簡單的方式來解釋，我們先使用頻域的方式。

◆◆1.頻域◆◆

以PCIE為例，我們知道PCIE內(nèi)含8b/10b編碼，并且我們知道它的所謂2.5Gbps(PCIE1.0)，5Gbps（PCIE2.0），8Gbps（PCIE3.0）速率指的包含了8b/10b后的速率，也就波特率，這一點(diǎn)和以太網(wǎng)不一樣，千兆以太網(wǎng)的SGMII接口速率其實(shí)1.25Gbps，去除8b/10b后比特率是1000M，所以這里的千兆指的payload速率，而且PCIE的速率指的是加上開銷以后的速率。

題外話不多說，我們知道8b/10b作用是確保0和1的平衡，使得信號(hào)不會(huì)出現(xiàn)很長0和很長的1，防止接收端的CDR失鎖，也就是去除了信號(hào)的低頻部分，使得信號(hào)的頻譜保持在某個(gè)頻率以上。如圖所示經(jīng)過8b/10b編碼后信號(hào)的頻譜在低頻段衰減了8dB

那么我們?cè)趺慈コ秊槭裁次覀円コ皖l，保留高頻呢？這還得從AC耦合的結(jié)構(gòu)原理說起：

根據(jù)上圖，我們進(jìn)一步細(xì)化一下模型如下：

我們看到耦合電容和傳輸線的特征阻抗組成了一個(gè)高通的濾波器，如下面的圖所示我們需要確保此Highpassfilter的截止頻率（綠色線）要低于信號(hào)經(jīng)過8b/10b后的頻譜的最低點(diǎn)（紅色線），因?yàn)橹挥羞@樣才能確保信號(hào)的能量完整的通過。

下面我們來計(jì)算一下：

1.傳輸線特征阻抗Zr=50；

2.ACcoupling電容值為C；

3.PCIE信號(hào)經(jīng)過8b/10b后的信號(hào)頻譜也是已知的，用頻譜儀測一下或者簡單用速率（比如PCIE2.0的5Gbps）除以4簡單估算一下， 因?yàn)?b/10b最長0或者1只有4位了；

下面我們就來計(jì)算電容的值：

我們很容易就能得出C的值了，簡單吧。

◆◆2.時(shí)域◆◆

從時(shí)域來解釋，如果不用8b/10b的話，問題有兩個(gè)，請(qǐng)看下面這段英文的精妙論述：AC coupled data signals would have DC drifts dependingonthe data content. A long sequence of 1′s will lead into positive drift and many 0′s will drift toward negative voltage.意思是說如果沒有8b/10b的話，信號(hào)的長0和長1會(huì)使得信號(hào)本身發(fā)生直流漂移。

而加了8b/10b以后，CDR和恢復(fù)和信號(hào)直流漂移問題解決，下面這張圖我們?cè)賮砜?，所謂的“constantaveragevalue”已經(jīng)趨于水平而不會(huì)上下?lián)u擺。

我們繼續(xù)闡述8b/10b在時(shí)域的作用，信號(hào)經(jīng)過了accoupling電容之后，相當(dāng)于經(jīng)過了一個(gè)高通的濾波器，會(huì)產(chǎn)生的問題如下，高頻跳變的能量可以順利通過， 而低頻的長0和長1則不能通過， 低頻信號(hào)發(fā)生了畸變，而經(jīng)過了8b/10b后，信號(hào)的低頻部分被消除，也不會(huì)有畸變的事情發(fā)生了。

那么是不是就說加了8b/10b后，使用accoupling就什么問題都沒有了呢？ 否， 我們需要仔細(xì)考慮計(jì)算我們的accoupling電容的大小。我們先來看看經(jīng)過highpass后時(shí)域信號(hào)發(fā)生的變化：

我們看到仍然有部分低頻部分被去除，這可能是由于電容選擇不合理，我們先來看看電容取值如果太小會(huì)怎么樣？

電容如果取值太小，高速信號(hào)在充放電的時(shí)候，很顯然容易飽和，我們知道電容一旦飽和，阻抗就會(huì)變得很大，抵抗外面的高速信號(hào)的變化，為什么小電容容易飽和呢？我們想象一下，電容的正負(fù)極板其實(shí)是隨著信號(hào)跳變也在不停地做充放電，這樣極板兩邊的極性才會(huì)隨著信號(hào)的高低而變化，如果是小電容再加上長0長1的低頻部分到來，一下就充滿了。一旦充滿，最終導(dǎo)致信號(hào)的有效低頻部分被去除，如下如所示，連續(xù)三個(gè)1就會(huì)導(dǎo)致電容飽和，我們仔細(xì)看一下變化的步驟：

1)開關(guān)打到1；

2)電容阻抗無窮小，電阻分壓最大；

3)隨著電容充電，電容的阻抗在變大，如果飽和了，阻抗就變得無窮大，阻礙外部的交流變化，而且電阻上的分壓變得很小，導(dǎo)致直流漂移；

4)開關(guān)打到2；

5)電容開始放電，如此周而復(fù)始。

我們可以看到直流電平緩慢下降的直流漂移會(huì)帶來什么，會(huì)帶來抖動(dòng)，這種特殊的抖動(dòng)叫PDJ。

我們看到當(dāng)出現(xiàn)1110的數(shù)據(jù)時(shí)，就會(huì)在1到0轉(zhuǎn)變的邊沿偏離，產(chǎn)生抖動(dòng)，產(chǎn)生的原因很簡單，就是因?yàn)橹绷麟娖降钠瘘c(diǎn)低了，導(dǎo)致下降沿比正常的周期跳變信號(hào)提前了， 這種抖動(dòng)是我們不喜歡的，一方面信號(hào)變形，另外一方面CDR需要跟蹤并且修復(fù)這種抖動(dòng)，是的眼圖質(zhì)量裂化，誤碼率升高。

那么電容選太大會(huì)怎么樣？當(dāng)然很容易想明白，不能選太大的電容，因?yàn)榇箅娙莺蠩SL/ESR，也會(huì)對(duì)信號(hào)有衰減。

所以從時(shí)域和頻域的兩個(gè)角度，我們知道高速信號(hào)的accoupling的電容選擇需要仔細(xì)計(jì)算和考量， 不能隨意。