高速模擬信號鏈也可以從直流到寬帶進(jìn)行設(shè)計(jì)

目前，在轉(zhuǎn)換器領(lǐng)域風(fēng)頭正盛的是GSPS ADC—也稱RF ADC。憑借市場上采樣速率如此高的轉(zhuǎn)換器，奈奎斯特頻率與五年前相比提高了10倍。關(guān)于使用RF ADC的優(yōu)勢，以及如何使用它們進(jìn)行設(shè)計(jì)并以如此高的速率捕獲數(shù)據(jù)，人們進(jìn)行了大量的討論。感謝JESD204x聯(lián)盟。但是人們似乎忘了一件事情，即低直流信號。

高性能模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)之前的輸入配置或者前端設(shè)計(jì)，對于實(shí)現(xiàn)所需的系統(tǒng)性能非常關(guān)鍵。通常重點(diǎn)在于捕獲寬帶頻率，例如大于1 GHz的寬帶頻率。然而，在某些應(yīng)用中，也需要直流或近直流信號，并且受到最終用戶的歡迎，因?yàn)樗鼈円部梢詡鬏斨匾?a target="_blank">信息。因此，通過優(yōu)化整體前端設(shè)計(jì)來捕獲直流和寬帶信號需要直流耦合前端，該直流耦合前端一直連接到高速轉(zhuǎn)換器。

考慮到應(yīng)用的本質(zhì)，將需要開發(fā)一個(gè)有源前端設(shè)計(jì)，因?yàn)橛糜趯⑿盘栺詈系睫D(zhuǎn)換器的無源前端和巴倫本身就已交流耦合。本文以實(shí)際系統(tǒng)解決方案為例，概述了共模信號的重要性，以及如何正確對放大器前端進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換。

共模：概述

由于對共模參數(shù)及其與設(shè)備之間的關(guān)聯(lián)缺乏了解，客戶仍然會提出許多技術(shù)支持問題。ADC數(shù)據(jù)表指定了模擬輸入的共模電壓要求。關(guān)于這方面沒有太多詳細(xì)信息，但為了以滿量程實(shí)現(xiàn)額定ADC性能，必須保持適當(dāng)?shù)那岸似谩?/p>

集成緩沖器的ADC通常具有內(nèi)部偏置共模(CM)電平，此電平是電源的一半加上二極管壓降(AVDD/2 + 0.7 V)。不需要外部電路對此電路進(jìn)行偏置，但必須保持共模電平才能正確使用轉(zhuǎn)換器。對于無緩沖的(開關(guān)電容輸入)轉(zhuǎn)換器，共模偏置通常是模擬電源的一半，即AVDD/2。可通過多種方式由外部提供。部分轉(zhuǎn)換器具有一個(gè)專用引腳，允許設(shè)計(jì)人員通過幾個(gè)與模擬輸入相連的電阻來提供偏置。或者，設(shè)計(jì)人員可以將內(nèi)部偏置連接到變壓器的中心抽頭，或者可以使用電阻分壓器分離模擬電源(電阻從模擬輸入的每個(gè)端腳連接到AVDD和接地)。在使用轉(zhuǎn)換器的VREF引腳之前，請查閱制造商的數(shù)據(jù)手冊或咨詢應(yīng)用支持小組，因?yàn)樵S多基準(zhǔn)信息并未提供，不能在沒有外部緩沖器的情況下提供共模偏置。這很誘人，因?yàn)槟枰腃M電壓很容易獲得，但提醒一句—不要這樣做。

如果未提供或保持共模偏置，轉(zhuǎn)換器將產(chǎn)生增益和失調(diào)誤差，使總體測量性能下降。轉(zhuǎn)換器可能過早削波，或者根本不會削波，因?yàn)檗D(zhuǎn)換器達(dá)不到滿量程。在轉(zhuǎn)換器之前連接放大器時(shí)，共模偏置尤其重要，特別是當(dāng)應(yīng)用需要直流耦合時(shí)。查看放大器的數(shù)據(jù)手冊技術(shù)規(guī)格，確保放大器可以滿足轉(zhuǎn)換器的擺幅和共模電源要求。轉(zhuǎn)換器日益趨向采用更小的工藝尺寸，因此需要更低的電源。使用1.8 V電源時(shí)，如果需要直流耦合，則放大器需要0.9 V的共模電壓。使用3.3 V至5 V電源電壓的放大器可能無法保持那么低的電平，但是較新的低電壓放大器可以，或者設(shè)計(jì)人員可以使用分離電源并在VSS引腳上使用負(fù)供電軌。然而，這樣做時(shí)，記住其他引腳可能也需要連接到負(fù)供電軌。相關(guān)信息請參考數(shù)據(jù)手冊和/或咨詢直接應(yīng)用支持人員。

共模：定義

我們首先來看共模電壓的定義。圖1顯示了轉(zhuǎn)換器如何查看差模與共模信號。CM電壓只是信號移動(dòng)的中點(diǎn)—參見圖1。您也可以將其視為新中點(diǎn)或零代碼—放大器，通常通過一個(gè)VOCM引腳或類似的器件，在輸出端建立CM。不過要小心，這些引腳也有一定的電流和電壓范圍要求。最好查閱一下放大器數(shù)據(jù)手冊，并且/或者使用不會使電路內(nèi)部的任何相鄰電路或基準(zhǔn)點(diǎn)負(fù)荷過重的穩(wěn)定偏置點(diǎn)。不要只是分接一個(gè)轉(zhuǎn)換器的基準(zhǔn)電壓引腳(VREF)，它通常是轉(zhuǎn)換器滿量程的一半。可能無法提供充分的高精度偏置。謹(jǐn)慎起見，也應(yīng)查閱轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)手冊上的引腳技術(shù)規(guī)格。一般而言，電阻容差1%的簡單分壓器和/或緩沖器驅(qū)動(dòng)器之類，可正確設(shè)置放大器的CM偏置。

在下面表1中簡要列出了如何連接每個(gè)應(yīng)用的放大器和轉(zhuǎn)換器，圖2顯示了一些正確的電路示例。

Table 1. Common-Mode Matrix

共模：已斷開

如果未提供或保持共模偏置，轉(zhuǎn)換器將產(chǎn)生增益和失調(diào)誤差，使獲取的總體測量性能下降。簡單地說—轉(zhuǎn)換器輸出將如圖3所示，或者略有變化。輸出頻譜的形態(tài)將與過載滿量程輸入相似。這意味著轉(zhuǎn)換器的零點(diǎn)偏離中心，不是最優(yōu)。設(shè)計(jì)人員可能會發(fā)現(xiàn)轉(zhuǎn)換器會較早削波或者達(dá)不到轉(zhuǎn)換器的滿量程。最近，由于轉(zhuǎn)換器開始使用1.8 V電源和更低的電源，這一問題變得更為嚴(yán)重。這意味著模擬輸入的CM偏置為0.9 V或AVDD/2。并非所有的單電源放大器都支持這樣的低共模電壓，同時(shí)還保持相對較好的性能。但是，部分新型放大器已經(jīng)適應(yīng)此類電壓，并在市場上有售。因此，謹(jǐn)慎起見，需查看哪些放大器可以用于您的新設(shè)計(jì)。并不是任何舊款放大器都能使用，因?yàn)樵Ａ靠赡芊浅Ｊ芟?，并且?nèi)部晶體管可能會開始塌陷。如果將雙電源與放大器配合使用，大多數(shù)情況下應(yīng)該會有充足的裕量來實(shí)現(xiàn)適當(dāng)?shù)腃M偏置。缺點(diǎn)是增加了一個(gè)額外的電源—可能不標(biāo)準(zhǔn)的負(fù)電源，這意味著更多的器件和更高的成本。簡單的反相器電路有助于解決這一問題。

將器件連接起來

了解共模和直流耦合之后，我們可以開始組建信號解決方案。例如，ADL5567是雙通道差分放大器，增益為20 dB。它具有4.8 GHz帶寬，適合連接GSPS ADC，例如AD9625，這是12位、2.5 GSPS轉(zhuǎn)換器，具有JESD204B 8通道接口。圖4所示為整體設(shè)置框圖。

在顯示的該配置中，前端接口針對寬帶采樣進(jìn)行了優(yōu)化，同時(shí)保留信號的直流成分。由于器件為+5.5 V耐壓。該設(shè)計(jì)使用+3.3 V 和?2 V AVDD 分離電源。這使得放大器的輸出端和ADC的輸入端之間共模簡單對齊，兩者均需在AIN+和AIN?保持+0.525 V。同樣，注意幾個(gè)接地使能的放大器引腳功能(VSS)，單電源現(xiàn)強(qiáng)制設(shè)置為?2 V供電(新VSS)。

CM電壓輸出很簡單，但是弄清楚放大器輸入的共模需求可能有點(diǎn)麻煩。需要為接口做兩件事。第一，輸入端CM電壓需要配置為0 V，否則，驅(qū)動(dòng)放大器失調(diào)將使輸出軌偏向一側(cè)。這將導(dǎo)致圖3所描述的性能問題或更嚴(yán)重，—將出現(xiàn)放大器和轉(zhuǎn)換器信號鏈交流性能不佳。為此，放大器輸入端的每一側(cè)都需要允許電流流向地面，或該直流耦合案例中2 V。因此，在每個(gè)放大器輸入端添加2.2 kΩ的電阻來抑制失調(diào)電流。

這是它的工作原理：放大器輸出約為0.525 V，放大器輸入CM電壓為0 V。具有500 Ω的內(nèi)部反饋電阻和約50 Ω的輸入電阻使得它看起來有550 Ω；或在本例中，我們假設(shè)一個(gè)50 Ω源電阻與100 Ω電阻并聯(lián)，得到33 Ω。再串聯(lián)20 Ω增加到53 Ω。這是串聯(lián)了500 Ω內(nèi)部反饋電阻或總計(jì)553 Ω。也就是形成了500 Ω和53 Ω的0.525 V電阻分壓器。反過來，產(chǎn)生了900 μA (或0.525/553)的電流。為將此分流至地面或新VSS或?2 V，添加2.2 kΩ電阻或?2 V/2.2 kΩ = 900 μA。

第二，輸入為單端輸入且需要適當(dāng)配置來保持最佳性能，同時(shí)維持較低偶數(shù)階失真。同樣，100 Ω與50 Ω源電阻有效并聯(lián)，得到33.33 Ω戴維南等效電阻，如前所述。這通常又會反映在VIN節(jié)點(diǎn)上，來平衡設(shè)備的輸入，因?yàn)樗菃味蓑?qū)動(dòng)的。但是，為了改善偶數(shù)階失真，VIN+節(jié)點(diǎn)上的20 Ω用于保持所有寬帶頻率的低失真。這通過使用特定中頻約500 MHz完成，—或參見圖 5 測試示例。由于它是一個(gè)迭代的過程，所以會有些乏味。有關(guān)放大器上SE到DIFF轉(zhuǎn)換的計(jì)算和方程，參見ADA4932數(shù)據(jù)手冊。圖6中所示為信號鏈設(shè)計(jì)中最高2 GHz輸入頻率的典型交流頻率掃描性能。

值得注意的是，添加了5.1 nH電感與電源的正供電軌輸入串聯(lián)。這有助于通過捕捉和再循環(huán)放大器內(nèi)部的這些不平衡電流來再次提高偶數(shù)階線性度性能與頻率。

最后，需要針對放大器和ADC之間的前端BW優(yōu)化接口。這通常也以迭代的方式完成。但是，對于兩個(gè)IC之間某些值的設(shè)置有幾點(diǎn)需注意。為了在接口中獲得最佳BW，請遵循以下規(guī)則。

首先，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)和/或ADC數(shù)據(jù)手冊建議，選擇一個(gè)反沖電阻器(RKB)，(本例中為Ω)，通常介于5 Ω和36 Ω之間。

然后，選擇放大器外部串聯(lián)電阻(RA)。如果放大器差分輸出阻抗在100 Ω至200 Ω范圍內(nèi)，RA應(yīng)小于10 Ω。如果放大器輸出阻抗為12 Ω或更低，RA應(yīng)介于5 Ω和36 Ω之間。此時(shí)，為ADL5567選擇10 Ω串聯(lián)電阻和阻抗為10 Ω的差分輸出。

放大器輸出的串聯(lián)與并聯(lián)總電阻應(yīng)與放大器的表征負(fù)載(RL)接近。這里，圖4電路中為160 Ω，或2 RA + 2 RKB + RADC = 20 + 40 + 100。ADL5567具有200 Ω的RL，所以如果設(shè)計(jì)值偏離放大器的RL特性值太多，線性度性能可能出現(xiàn)偏差。

最后，將內(nèi)部ADC電容CADC添加至10 Ω串聯(lián)電阻后的并聯(lián)電容，來幫助完成內(nèi)部ADC采樣網(wǎng)絡(luò)反沖。這也提供了軟低通濾波來減少任何折回帶內(nèi)的寬帶諧波。

有關(guān)在放大器和ADC之間形成抗混疊濾波器的更完整過程，參見CN-0227和CN-0238。

使用上述標(biāo)準(zhǔn)開發(fā)出2 GHz通帶平坦度響應(yīng)產(chǎn)品，以捕捉1st和2nd奈奎斯特區(qū)內(nèi)的頻率，假設(shè)采樣速率為2.5 GSPS。該設(shè)計(jì)的輸入驅(qū)動(dòng)規(guī)格將為?8 dBm或252 mV p-p，假設(shè)在100 MHz基準(zhǔn)頻率下具有50 Ω輸入阻抗。這是放大器輸入要求轉(zhuǎn)換器達(dá)到滿量程的輸入滿量程電平。

結(jié)論

在任何直流耦合設(shè)計(jì)中，忽略轉(zhuǎn)換器的共模輸入電壓規(guī)格均可引起嚴(yán)重問題。如果使用了多個(gè)級別，信號鏈中的共模水平必須保持一致，以防止兩個(gè)組件相互沖突。如果未正確耦合，其中一個(gè)將經(jīng)常在各級間取勝，產(chǎn)生虛假測量。

對于交流耦合應(yīng)用，需在兩級之間使用一個(gè)耦合電容來打破這種共模不匹配。這樣設(shè)計(jì)才能夠優(yōu)化放大器輸出和ADC輸入的偏置。

否則，系統(tǒng)設(shè)計(jì)中需考慮雙電源或電平轉(zhuǎn)換電路，如以上直流耦合設(shè)計(jì)中的描述。如需之前的直流耦合分析，請通過 rob.reeder@analog.com, 或Analog Devices EngineerZone? 與我聯(lián)系。

參考電路

Reeder, Rob. 實(shí)現(xiàn)放大器與ADC之間的共模融合。 Electronic Design, 2010年7月

AN-824，放大器與開關(guān)電容ADC接口的諧振匹配方法。

Bowick, Chris. RF電路設(shè)計(jì).Newnes, 1997年2月。

高速反沖、無緩沖ADC、Electronic Design，, July 2011.

Quite Universal Circuit Simulator.

Nuhertz Technologies, Filter Free Design Program.