提高LTC2387-18在高速成像和儀器儀表應用中的光譜分辨率

簡介

LTC2387-18是一款低噪聲，高速，18位15Msps逐次逼近型寄存器（SAR）ADC。良好的線性度和寬動態(tài)范圍的結合使LTC2387-18成為高速成像和儀器儀表應用的理想選擇。無延遲操作為高速控制環(huán)路應用提供了獨特的解決方案。高輸入頻率下的低失真使通信應用成為需要寬動態(tài)范圍和顯著信號帶寬的應用。 LTC2387-18支持高速運行，同時最大限度地減少數據線數量，具有串行LVDS數字接口，可輕松連接到FPGA。 LVDS接口具有單通道和雙通道輸出模式，允許用戶優(yōu)化每個應用的接口數據速率。

DC2290A-A是LTC2387-18的演示電路。該電路板的采樣率（Fs）為15Msps，數字化數據以串行方式退出ADC。以下是LTC2387-18，但適用于LTC2387系列的所有成員（LTC2386和LTC2385）以及DC2290A演示電路的其他變化，唯一的區(qū)別是采樣率和位數。

DC2290A演示電路包括一個Altera Cyclone III FPGA，它采用Verilog編程，用于對ADC輸出數據流進行反串行化，并將其傳送到DC890B USB數據采集卡的18位并行總線上。 DC890B對這些數據進行調節(jié)，以便將其傳遞到PC并顯示在PSCOPE中。 PScope軟件在時域和頻域中收集和分析來自ADC的數據，并顯示被評估設備的相關參數。 PSCOPE的最大FFT大小為131K，在這種情況下，每個箱的光譜分辨率約為114Hz。下面是在這些條件下9.76KHz音調的典型65K點FFT的一部分，每箱的噪聲為-139.4dBFS。

通過下采樣提高頻率分辨率＆amp;低通濾波器

如果我們想要更高的頻率分辨率或想要觀察非常接近零頻率的噪聲水平和信號怎么辦？降低采樣率是一種選擇。這應該具有縮小箱尺寸并因此降低每箱的噪音水平的效果。這種方法的問題是混疊。別名是采樣過程的正常結果。這意味著模擬輸入光譜被切成Fs / 2寬的塊，它們彼此重疊以構成最終輸出光譜。通常，選擇采樣率使得模擬輸入信號內容的大部分低于Fs / 2。通過對模擬輸入信號和噪聲進行低通濾波，信號內容限于該頻譜區(qū)域。這就是簡單地降低采樣率的問題 - 這意味著用戶必須降低模擬輸入信號或ADC之前的低通濾波器的帶寬。這些措施都不實用。

更好的選擇是單獨保留采樣率并對ADC的數字化輸出進行下采樣。注意，為了避免信號和噪聲的混疊（如上所述），我們必須在下采樣之前對輸出進行低通濾波。這是使用數字濾波器而不是模擬濾波器完成的。因為這可以在FPGA中完成，所以很容易實現和修改。例如，如果我們有一個通過15Msps采樣獲得的頻譜，我們可能希望將頻率分辨率提高128倍。為了有效地做到這一點，輸出樣本必須限制在介于0Hz和7.5之間的頻譜。 / 128MHz，或58.593KHz。然后可以將樣本下采樣128倍，很少或沒有混疊。分辨率將增加128倍，每個bin的噪聲應比原始頻譜低21dB。

這個處理可以通過在現有的Verilog代碼上添加一個模塊來完成。 18位數據字在傳遞到數據收集系統(tǒng)之前。然后編譯新版本的代碼，可用于在JTAG或主動串行編程模式下對DC2290A演示板進行編程。

梳狀積分器級聯濾波器

《 p》低通濾波器和下采樣的一種簡單方法是使用梳狀積分器級聯（CIC）濾波器。該過濾器的獨特之處在于它不需要乘法。 CIC過濾器實際上只是移動平均（或boxcar）過濾器的另一個名稱，后面跟著一個下采樣器。注意，該濾波器的脈沖響應僅僅是一系列N個單位幅度樣本。由于濾波器的時間響應是矩形脈沖，因此頻率響應是Dirichlet函數。

sin（πfN）/（Nsin（πf））

此函數的第一個空值為Fs / N，在本例中為117.187KHz。下面是此過濾器的低頻響應示例。

在Verilog中實現CIC過濾器

有幾種方法可以實現此目的在Verilog過濾。一種方法是建立一個移位寄存器，該寄存器保存N個數據字，在加載每個新字時對寄存器的N個位置求和。然后對求和的輸出進行下采樣以形成最終輸出。以下是N = 128的示例。

首先，FPGA對18位數據字進行反序列化。

該字以及運行頻率為15MHz的時鐘傳遞給模塊cic_128

wire ［17：0］ dout，dout_f;

cic_128 fir（

.clk（fir_clk），

.din （DOUT），結果，.dout（dout_f），點擊）;

第一個變量是時鐘;在轉換的反序列化數據可用之后，此時鐘的上升沿出現。接下來的兩個變量是18位數據字 - 第一個是濾波器輸入，第二個是輸出。以下是模塊本身的代碼。

clk，

din，

dout

）;

輸入clk;

輸入［17：0］ din; //未過濾的樣本

輸出［17：0］ dout; //過濾樣本

reg ［2303：0］ shift_reg;

reg ［24：0］ regout;

reg ［17：0］ dout;

initial

shift_reg = 0;

wire ［24：0］ regout_a ［63：0］;

wire ［24：0］ regout_b ［31：0］;

wire ［24：0］ regout_c ［15：0］ ;

wire ［24：0］ regout_d ［7：0］;

wire ［24：0］ regout_e ［3：0］;

wire ［24：0］ regout_f ［1：0］; 《 br》 wire ［24：0］ regout_g;

始終@（posedge clk）//在‘clk’的每個上升沿將最新的位加載到串行位數組中《 br》開始

：7］;

end

genvar j;

生成

for（j = 0; j 《64; j = j + 1）

begin：echelon_a

assign regout_a ［j］ = {{7 {shift_reg ［j * 18 + 17］}}，shift_reg ［j * 18 + 17：j * 18］} + {{7 {shift_reg ［（j 64）* 18 + 17］}}，shift_reg ［第（j + 64）* 18 + 17：（J + 64）* 18］};結果，端

《跨度》 for（j = 0; j 《32; j = j + 1）開始：echelon_b

分配regout_b ［j］ = regout_a ［j］ + regout_a ［j + 32］;

結束

for（j = 0; j 《16; j = j + 1）開始：echelon_c

assign regout_c ［j］ = regout_b ［j］ + regout_b ［ J + 16］;結果，端

for（j = 0; j 《8; j = j + 1）開始：echelon_d

分配regout_d ［j］ = regout_c ［j］ + regout_c ［j + 8］; 《 br》結束

for（j = 0; j 《4; j = j + 1）開始：echelon_e

assign regout_e ［j］ = regout_d ［ j］ + regout_d ［j + 4］;

end

for（j = 0; j 《2; j = j + 1）開始：echelon_f

分配regout_f ［j］ = regout_e ［j］ + regout_e ［j + 2］;

end

endgenerate

分配regout_g = regout_f ［0］ + regout_f ［1］;

endmodule

模塊的核心是 shift_reg ;這是一個移位寄存器，可容納128 x 18位字。這些字是一個接一個地加載到移位寄存器中的數據輸入 din 。在每個時鐘上升沿，最新的數據字被加載到寄存器中，最舊的數據字被丟棄。寄存器中128個位置的總和是濾波器的輸出。然后將該輸出按比例縮小7位以適合18位字，并作為 dout 傳遞回主模塊。此時，這些樣本的頻譜只是ADC輸出的低通濾波副本。

下一步是下采樣，通過傳遞每128個濾波器樣本來完成到數據采集板

第1部分的結果

結果是一個覆蓋從DC到58.593KHz的奈奎斯特區(qū)域的光譜。使用65K點的FFT，箱寬為1.78Hz。這是濾波和下采樣信號的FFT，每個區(qū)間的噪聲為-151.3dBFS。

每個區(qū)間的噪聲水平每箱減少了近12dB。由于兩個原因，這低于預測的21dB減少。首先，因為濾波器不理想，所以在通帶外存在非零響應。下采樣過程會將這些非零波瓣中的噪聲混疊回通帶。這些旁瓣的總功率大約是主瓣功率的十分之一。其次，更重要的是，最終頻譜中的量化噪聲。對于正弦波，量化噪聲使用以下公式計算，其中N是位數。

SNR = 1.76 + 6.02 * N

最終樣本量化為18位，量化噪聲約等于110.1dB，或每箱為155.3dBFS。通過濾波和下采樣獲得的結果接近這一水平，揭示了更多的光譜細節(jié)和分辨率。

使用Altera Cyclone III FPGA對這些數據進行反序列化和過濾是資源密集型的。 Verilog代碼的編譯報告顯示該實現使用了74％的可用邏輯元素。原因是所需的寄存器和加法器的數量。在每個采樣時刻，所有128個寄存器以二進制方式加在一起，梯隊后梯隊。嘗試構建具有更高下采樣率的濾波器將失敗，因為該設計將不適合該FPGA。還有其他更簡化的方法來構建這種類型的過濾器，我們將在下一部分中介紹它。右側面板上提供了Verilog和本文所述代碼的編程文件。